Выход первого дифференциального каскада (Q3 и Q4) развязан от входа второго дифференциального каскада (Qe и Q7) эмиттерными повторителями Q19 и Q20-Благодаря этому снижается нагрузка на первый каскад и тем самым поддерживается его высокое усиление.

В этой схеме предусмотрено устройство, реагирующее на любое изменение положения рабочей точки первого дифференциального каскада, вызванное изменениями положительного или отрицательного напряжения питания. Любое изменение напряжения питания передается на базу транзистора Qs, который выделяет изменения-коллекторного напряжения первого дифференциального каскада и компенсирует их. Например, увеличение напряжения на эмиттерах Qe и Q7 приводит к увеличению напряжения смещения на Q5 и, таким образом, к возрастанию коллекторного тока, противодействующему возможному повышению коллекторного напряжения Qs или Q4. В то же время эмиттерный ток Q5 также возрастает, увеличивается падение напряжения на включенном по схеме диода транзисторе Qg и резисторе Яю, что приводит к возрастанию коллекторного тока Qg. Таким образом, любая тенденция к увеличению коллекторного напряжения первого дифференциального каскада вызывает коррекцию как тока стабилизированного источника Qs, так и коллекторного напряжения питания через 1 - общий нагрузочный резистор Qs, Q4 и Q5.

Эмиттерный повторитель Qn развязывает выход второго дифференциального каскада и передает сигнал на делитель и суммирующую цепочку в выходном каскаде. Сопротивление резистора R13 можно рассматривать как входное сопротивление усилителя со стороны точки суммирования (общей точки Riz, R14 и R15). Сопротивление Ri4 смещает рабочую точку выходного каскада при небольшом ослаблении сигнала, что является следствием высокого коллекторного сопротивления источника стабилизированного тока Qi2.

Транзисторы QisA и Q13, включенные по схеме диода, обеспечивают дополнительный сдвиг постоянной составляющей сигнала на базе эмиттерного повторителя Qu-Этот эмиттерный повторитель осуществляет дальнейший сдвиг постоянной составляющей, а также обеспечивает малое выходное сопротивление источника сигнала для транзисторов Q15 и Qis- Вход на базу Qisa с вывода / позволяет управлять операционным усилителем от внешнего источника. Операционный усилитель рассчитан на

использование в системах, в которых необходимо отключать часть схемы электронным путем на определенные промежутки времени (примером может служить система бесшумной настройки радиоприемника). В рассматриваемом случае импульс с амплитудой Vcc полностью отключит ОУ.

Прекрасная согласованность характеристик напряжения база - эмиттер (типичная для интегральных транзисторов) позволяет точно регулировать ток покоя (ток в отсутствие сигнала, т. е. начальный рабочий ток) выходного каскада, а поскольку характеристики коллекторного тока (в функции напряжения база - эмиттер) транзисторов Qis и Qis хорошо согласованы, коллекторный ток Qi5 определяет ток покоя Qis. Например, если при заданном напряжении база - эмиттер устанавливается рабочий ток Qi5, равный 1 мА, то рабочий ток Qis также будет равен 1 мА, так как напряжения база- эмиттер у обоих транзисторов одинаковые.

Схему этого типа редко удается реализовать в ОУ на дискретных компонентах, так как в них трудно обеспечить точное согласование напряжений база-эмиттер (исключение представляет случай, когда оба транзистора формуются на одном кристалле, как в ИС).

1.1.7. ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ С УПРАВЛЯЕМЬШ СМЕЩЕНИЕМ (МИКРОМОЩНЫЕ)

Операционные усилители с управляемым смещением сходны с обычными ОУ за тем исключением, что рассеиваемую мощность в них можно регулировать с помощью внешнего смещения. Смещение обычно подается на транзистор источника стабилизированного тока во входном дифференциальном каскаде (рис. 1.7). Сме-!цение задает ток покоя всего ОУ. Таким образом, можно внешними средствами регулировать положение рабочей точки ОУ.

Увеличение входного тока (тока смещения) приводит к возрастанию тока покоя. Например, как показано на рис. 1.8, изменение входного тока (обозначенного Jib) в пределах от 1 до 400 нА приводит к изменению тока покоя Iq в пределах от 1 до 800 мкА. Таким образом, интегральный ОУ с управляемым смещением может вырабатывать выходной токовый сигнал в несколько миллиампер, потребляя мощность покоя всего несколько

вид сВерху Коррекция

Инбертирд-ющийВхо

Рис. 1.7. Принципиаль--

пая схема микромощного ОУ типа СА3078Т фирмы RCA с управляемым смещением. Вывод 6 обозначается ключом на корпусе

Неинбертирую-щий txod V

Неии8ертир(Ю1ц

Смещение

г

Выход

21/,

Коррекция

®

микроватт. По этой причине некоторые ОУ с управляемым смещением называют микромощными ОУ.

Изменение Iq приводит к изменению и других харак=> теристик ОУ (определяемых в § 1.3). Например, как показано на рис. 1.9, разность входных токов ho возрастает прямо пропорционально Iq. Однако на напряжение смещения Iq влияет не столь сильно, как это и видно из рис. 1.10. Возрастание Iq приводит лишь к незначительному изменению напряжения смещения.

Ток Iq влияет также и на максимальный выходной ток ОУ, но не в такой степени, как на разность входньк токов. Как показано на рнс. 1.11, максимальный выходной ток ОУ увеличивается при возрастании Iq лишь до

ч

WO 6

ч

\ 2

Z к Be Z Ч BB z и Be

1 10 100 woo

Общий ток покоя IqjMkA

Рис. 1 8. Зависимость входного тока от общего тока покоя (с разрешения фирмы RCA ); напряжения питания V+= = +6 В; 1- = -6 В; Гонр =25° С

6Q Z Ч 66 Z 70 WO

и SB WOO

Общий ток покоя I q, At к A

Рис /1.9. Зависимость разности входных токов от общего тока покоя (с разрешения фирмы RCA ); F+=+6 В, К- = =-6 В, Гокр = 25°С

10 100

Общий ток покоя Iq , л^л/1

1000

Рис. 1.10 Зависимость напряжения смещения от общего тока покоя (с разрешения фирмы RCA ); 1+ = 4-6 В; F- = -6 В; Гоьр = = 25°С. Сопротивление источника сигнала 10 кОм

определенного значения. После того как достигнут Iq, соответствующий примерно 6 мкА, дальнейшее возрастание максимально достижимого выходного тока не происходит.

Как видно из рис. 1.12, Iq слабо влияет на усиление ОУ по напряжению. Это особенно справедливо при большом сопротивлении нагрузки. Сопротивление нагрузки является также определяющим фактором для размаха выходного напряжения (рис. 1.13). 28

Рис. 1.11. Зависимость -WO максимального выход-ного тока от общего S тока покоя (с разреше- , ния фирмы RCA ); J

- В; V- = w

В; Гокр= ♦ с

V+ = 6(15) =-6(-15) = 25°С

I I I

I I I

г k 68 Z и 68 Z 1 W W0

Общий ток. покоя IqmkA

Ц 6в 1000

СА307&АГ

6 в

W WO

Обилий ток покоя Iq , л*/с/

5 д WOO

Рис 1.12 Зависимость усиления по напряжению при разомкнутой ОС от общего тока покоя (с разрешения фирмы RCA )

0,5 7,0 7,5

Общий ток покоя Iq , мкА

Рис. 1 13 Зависимость размаха выходного напряжения от общего тока покоя (с разрешения фирмы RCA ); К+ = + 1.3 В; У- = =-1,3 В; Го р = 25°С

0,1 0,01

Общий тек пипоя IQ Л1>%

Рис 1 14 Зависимость сопротивления смсщспня от об-идего тока покоя (с разрешения фирмы <RCA ); Гокр = = 23 С, iNCT включается между выводами 5 и У-

PiHC 1 15 Принципиальная схема неинвсртнрующего усилителя с усилением 20 дБ }ia основе микромощного ОУ (с разрешения фир^ мы RCA )

Смещение, используемое для регулировки характеристик ОУ, можно получить от любого источника. В больн1Инстве случаев с этой целью используется положительное напряжение питания У+, подключаемое через резистор с постоянным сопротивлением. На рис. 1.14 приведен график, позволяющий выбирать сопротивле-

i 6

7 ? 6

ние этого внешнего резистора Яуст в зависимости от требуемого тока шокоя Iq для ОУ рис. 1.7.

Поскольку ОУ с управляемым смещением потребляет от источника шитания весьма малую мощность, он может работать от батареи На рис 1.15 приведена схема интегрального ОУ с управляемым смещением, обеспечивающего при питании от 1,5-вольтовой батарейки типа 4А усиление 20 дБ.

1.1.8. ПРЕИМУЩЕСТВА ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ ОУ

Схему балансного дифференциального каскада большинство изготовителей считают оптимальной для линейных ИС общего применения Ниже дополнительно приводятся некоторые преимущества таких каскадов, стимулирующие их использование в ОУ.

Дифференциальный усилитель позволяет ©водить регулируемое напряжение постоянного тока на любой из его входов. Это дает (возможность комшенсировать разбаланс ОУ, а также устанавливать входной и выходной уровни напряжения на нулевой потенциал. Это же свойство позволяет при нео'б ходи мости устанавливать новый (отличный от нулевого потенциала) опорный уровень напряжения а выходе ОУ.

Значительные возможности открывает исключительно точная балансировка дифференциальных входов, достигаемая как результат внутренней согласованности напряжений база-эмиттер и коэффициентов передачи тока у обоих транзисторов дифференциальной пары, формуемых coBepHJeHHo одинаковым способом и расположенных очень близко друг к другу на одном и том же кристалле кремния.

Схема дифференциального каскада содержит минимальное число Конденсаторов. В большинстве случаев интегральные дифференциальные усилители вообще не имеют внутренних конденсаторов. Исключением является случай, когда для фазовой коррекции используется один внутренний конденсатор (см § 1.2).

Обычно удается избежать применения резисторов с большим сопротивлением, а усиление дифференциального каскада является функцией отношения сопротивлений, а не их фактических значений.

Дифференциальный усилитель является гораздо более универсальной схемой, чем любая другая из возможных схемных конфигураций, и его легко можно

при'способшть для самых разнообразных приложений. Например, в схемах рис. 1.5-1.7, помимо выводов, соединенных со входами, выходами и точ'ками .подачи напряжений питания, имеется большое чиюло выводов, соединенных с внутренними компонентами схемы. Для ИС с дифферснциальны1ми каскадами это типично. Дополнительные соединения с внешним.и выводами (например, у коллекто1ров Qi, Q2, Q3, Q4 и Qg на рис. 1.5) дают возмол<ность варьировать точки подключения цепей фазовой коррекции. (Методы фазовой коррекции описаны в § 1.2.)

1.2. Граничная частота и усиление

Большинство проблем, возникающих при расчете ОУ, является результато.м того, что уоиление и граничная ча.стота (ширина полосы) ОУ связаны между собой обратным соотношением: чем выше усиление, тем меньше грагаичиая частота и наоборот. Усиление при разомкнутой обратной связи и ширина полосы частотной характеристики задаются как исходные пара--метры операционного усилителя как такового, но их можно изменить посредством введения внешних фазо-корректирующих цепочек. Таким образом, усиление при замкнутой обратной связи и граничная частота результирующего ОУ зависят в первую очередь от компонентов внешней цепи обратной связи. Операционный усилитель в подавляющем больи1инстве случаев используется в режиме замкнутой ОС, но характеристики ОУ при разомкнутой ОС оказывают значительное влияние на его работ\ и их необходимо учитывать при расчете цепи обратной связи для ОУ.

1.2.1. ИНВЕРТИРУЮЩЕЕ И НЕИНВЕРТИРУЮЩЕЕ ВКЛЮЧЕНИЯ ОУ

Два основных вида включения ОУ-инвертирующее и неинвертирующее - показаны на рис. 1.16 и 1 17 соответственно. В обоих случаях с выхода ОУ на инвсртир}юшаш вход (обозначаемый знаком - ) подается через со,противление Zoc сигнал обратной связи, регулирующий частотную характеристику и усиление ОУ. В инвертирующей схеме (рис. 1.16) на инвертирующий вход подается также входной оишал, в результате чего сигнал на выходе инвертирован. В неинвер-

тирующей схеме (рис. 1.17) входной сигнал подается на неинвертирующий вход, в результате чего сигнал на выходе имеет такую же фазу, как и входной сигнал: На практике Иивергирующее включение применяется

ИеинЬертирую щий вход n-CZJ-

Инвертирую -щий вход

Внутренние сопротивление ОУ

1\ 1Г

-С

Рис. 1.16. Инвертирующее включение ОУ

Неинвертирую- Внутренние

опротидления ОУ

Рис. 1.17. Неинвертирующее включе)1ис ОУ

чаще, чем неинвертирующее. Уравнения, приведенные ниже для рнс. 1.6 и 1.17, составляют классическую основу расчета ОУ.

Для схемы рис, 1.16:

(при бесконечном усилении с

VBx разомк}1утой ОС);

Уси.-енпе при разомкнутой ОС Усиление тто петле 00= -% -, ---- ;

< Ослабление синфазной помехи <с

Усиление при разомкнутой ОС у

2-319

силение при разомкнутой ОС ZtxZn (при бесконечном усилеиии с разомюп'той ОС); Zr.vx = Zoг/Уcилeниe по петле ОС. Для схемы рис. 1.17:

ь: . J I ОС ( при бескопсчлом усилении с разом-Vnx кнугой ОС);

cи.кииe по не1ле ОС .Ш!Lj!ШLP o<и^ гой ОС . --R.............,........

.у ? . . лсиие при разомкпуюй OCXZ, у 7 , NciKiOiiiic ири ра,!ОМКи\той OCxZ,

ZrMi\-~2о,/Уснлсн.че по iier/ic ОС

В этих уравнс11ия\ не прннимасгся в расчет тот факт, что на само.м деле усиление при разомкнхтой обратной свя;з.п не яслястся бесконечно большим, а вы-Xv).i;]oe сопротивление - бесконечно малым. ТаКИМ обра,;o\i, уравнения необходимо рассматринать лиии. как приближенные и иметь в виду, что в них с самого начала зало/кеиы определенные неточности.

При обоих В'идах включения ОУ усиление при замкнутой обратной связи {отношение Vтл1\\)приблизительно равно отношению ZqcIZr. Как правило, в качестве Zoc и Zji использиот постоянные резисторы ком.по-зниноиного (безындуктилзного) типа. Таким образом, если Zoc=100 кОм, а Zn \ кОм, т. е. огнонюиие сопротивлений равно 100:1, коэффиднснт хтилспия при замкнутой ОС будет приблизительно равен 100 (40 дБ).

Качалось бы, соответствующи.м выбором Zoc и Zr .мож;ю добиться в ОУ любого усиления по напряжению. На практике, однако, оно aiMccT очевидные пределы. Например, если коэффиииент усиления ОУ при разомкнутой ОС меньп1с 100, усиление не может быть 100 или больите при любом отношении Zoc/Zn. Кроме того, даже в том случае, если требуемое усиление можно получить, неправильный выбор отношения ZocJZr пр1шелст к неустойчивой работе ОУ (об этом будет подробно рассказано в последующих иоднараграфах).