пользовать непосредственно для управления исполнительным устройством илн для целей измерения При необходимости восстановить форму исходного сигнала на выходе усилителя у устанавливается демодулятор Д, который представляет собой выпрямитель того или иного типа.

Для неискаженного усиления методом МДМ несущая частота /о (частота прерываний) выбирается достаточно высокой по

частности от контактных материалов, определяющих возможную термо-э. дев цепн входного сигнала. У лучших вибраторов, специально предназначенных для применения в УПТ-МДМ, паразитный сигнал может быть меньше 1 мкВ прн сопротнвленнн нагрузки около 1 МОм.

В схеме на рнс. 1-78, а показан резистор R*, который необходим для ограничения тока, отбираемого от источника снгна-

А

Выход

Рис 1 77 Структурная схема УПТ-МДМ.

сравнению с наивысшей частотой Рв спектра входного сигнала, а частотная характеристика усилителя делается равномерной в полосе частот не уже чем от /о-fb до fo + -\-fb. Частота fb бывает очень низкой (единицы-десятки герц), н тогда удается применять весьма узкополоснын усилитель переменного тока, что даже прн невысокой несущей (400-1000 Гц) позволяет создавать высокочувствительные помехозащи-щенные устройства, пригодные для усиления сигналов порядка единиц микровольт В схему модулятора легко ввести трансформатор н с его помощью гальванически изолировать источник сигнала от цепей усилителя, а также освободить вход усилителя от воздействия синфазной помехи Однако ни проблема подавления синфазной помехи, ни проблема дрейфа нуля не снимаются автоматически применением принципа МДМ, т к. многие типы модуляторов чувствительны к влиянию температуры н воздействию синфазного сигнала Мало того, устройствам УПТ-МДМ присуща специфическая помеха, обусловленная паразитным проникновением напряжения несущей частоты из модулятора на вход усилителя независимо от наличия входного сигнала, которая создает отличный от нуля фоновый уровень выходного сш нала Таким образом, качественные показатели УПТ-МДМ в сильной мере зависят от свойств модулятора, н выбору последнего уделяют столь же серьезное внимание, как входному каскаду УПТ с непосредственной связью

Наилучшими электрическими характе ристнками обладают модуляторы с механическими прерывателями тока (рнс. 1-78), в качестве которых применяют электромагнитные вибраторы, поляризованные реле, герметичные магннтоуправляемые контакты ( герконы ) -ровень помехи н стабильность УПТ-МДМ с такими модуляторами зависят от конструкции прерывателей, в

Рис 1-78 Модуляторы с электромагнитными вибраторами для УПТ-МДМ.

ла, если последний не допускает работы с коротким замыканием. Коэффициент передачи н входное сопротивление модулятора, выполненного по такой схеме, составляют:

rbx м -

п(/? + 2/?и)

(1-237)

(1-238)

1 + Rn/R

У схемы с трехконтактным вибратором (рнс 1-78,6) коэффициент передачи такой же (1-237), но входное сопротивление выше:

/?bxm=/?-f2/?h. (1-239)

В ф-лы (1-237) - (1-239) в качестве сопротивления /? следует подставлять сумму rt+r*, а в качестве Ra - входное сопротивление следующего за модулятором усилителя Коэффициент Км представляет собой отношение амплитуды первой гармоники напряжения на выходе модулятора к э. д. с. источника сигнала. Емкость конденсатора с выбирается нз условия

С/? 0,5Го, (1-240)

где 7 о - период частоты коммутации.

Схемы прерывателей с трансформаторной связью (рнс 1-78, в, г) позволяют не только гальванически изолировать источник сигнала от усилителя, но также увеличить коэффициент передачи (прн прнмененнн согласующего трансформатора) н исключить влияние синфазной помехи.

Пересчитанное к первичной обмотке трансформатора нагрузочное сопротивление

R = RJn,

(1-241)

где n=teiii/!s;i-коэффициент трансформации (для двухтактной схемы wj - число витков половины первичной обмотки).

Индуктивность первичной обмотки трансформатора выбирается нз условия

-J:i- 0,5Го. (1-242)

Все ф-лы (1-237) - (1-240) справедливы прн условии, что в схемах рнс. 1-78, а

0 0,

6} 6.

Рис. 1-79 Модуляторы с биполярными транзисторами.

И в продолжительность замыкания контактов равна точно полуперноду, а в схемах рнс. 1-78,6 н г переключение подвижного контакта с одного неподвижного контакта на другой происходит симметрично, без паузы н перекрытия. На практике в зависимости от регулировки контактов возможны отклонения от этих условий Правильная регулировка предусматривает асимметрию не более 1-2% н время перелета (нлн перекрытия) не более 10% периода коммутации, причем погрешности приведенных ф-л имеют такой же порядок.

Ограниченный срок службы электромагнитных вибраторов, необходимость периодической регулировки, нх чувствительность к механическим воздействиям н относительно большие габариты обусловливают все большее вытеснение нх полупроводниковыми модуляторами

Наибольшее распространение получили полупроводниковые модуляторы с биполярными транзисторами, выполняемые по схемам с компенсацией остаточных напряжений н нх дрейфа (рнс. 1-79). Такая компенсация достигается встречным последовательным соединением двух одинаковых транзисторов - ключей, причем отдают предпочтение, как показано на рнс. 1-79, инверсному включению транзисторов, когда в роли управляющего используется коллекторный, а не эмиттерный р-п-переход Это содействует уменьшению тока утечки в запертом состоянии н температурного дрейфа Для подобных схем модуляторов выпускаются специальные сдвоенные транзисторы с чалым разбросом параметров внутри пары.

Для управления транзисторными модуляторами обычно применяют переменное напряженна в виде последовательности симметричных прямоугольных импульсов (меандр) Подача управляющего напряжения в компевснрованные схемы, как правило,

требует применения трансформатора (7 pi на рнс. 1-79). Напряжение коммутирующих импульсов на вторичной обмотке трансформатора Tpi н значение сопротивления выбираются так, чтобы транзвсторы работали в режиме насыщения прн любых возможных уровнях и полярностях коммутируемого сигнала.

По принципу действия схема на рнс. 1-79, а аналогична схеме рнс. 1-78, а, а на рнс. 1-79,6-схеме на рнс. 1-78, е. Известны н другие схемы транзисторных модуляторов, в том числе аналогичные схемам типа показанных на рнс. 1-78, б, г н, кроме того, с однополупернодным управлением, двухтактные, со сглаживающими фильтрами и др. [1, 5, 9]. Кроме биполярных транзисторов в полупроводниковых модуляторах применяются полевые, а также варикапы и фоторезнсторы [1].

Особый класс УПТ-МДМ образуют так называемые автогенераторные уснлнтелн, в которых подлежащий усилению сигнал используется для модуляции^ какого-либо параметра колебаний автогенератора (Г на рнс. 1-80) Модуляторы таких УПТ, выполненные по симметричной мостовой схеме, могут обеспечивать значительную глубину модуляции прн малых напряжениях входного сигнала Поскольку напряжение колебаний автогенератора велико, собственно усилитель в состав автогенераторного УПТ обычно не включается. Поэтому такие УПТ могут иметь простую схему

ивх

М

А

Выход

Рис. 1-80. Структурная схема автогеиераторного УПТ.

Рис 1-81 Схема демодуляторов однополупериод-ная параллельная (а) и дяухполупериодная последовательная (б).

н содержать малое число транзисторов Помимо общеизвестных методов модуляции, в автогенераторных УПТ применяют модуляцию по амплитуде путем включения модулятора в Цепь обратной связи автогенератора, что позволяет получать усиление по напряжению до 10*-10 [5].

В качестве демодуляторов в УПТ- МДМ применяются обычные выпрямители

(амплитудные детекторы) и фазочувствн-тельиые (при необходимости восстановить Исходную форму знакопеременного входного сигнала^. .Амплитудный детектор может быть выпо,1пен по общеизвестным схемам одно- пли лвухполупернодиого выпрямления .чо большей помехоустойчивостью обладают синхронные детекторы - ключи, переходящие нз запертого состояния в отпертое синхронно с ключами модулятора, для чего достаточно использовать для них то же управляющее напряжение, что и для модулятора. Схемы таких де.модуляторов являются зеркальными варнаитами соответствующих схем модуляторов (ср. рис 1-81,0,6 со схемами на рнс 1-78, а н г) Для предотвращения отпирания транзисторов большими амплитудами обратной полярности демодулируемого напряжения {/вых последовательно с транзисторами включают диоды, показанные на рнс. 1-81 Этн дноды ие нужны, еСлн управляющее напряжение при запирающей Транзистор полярности превышает максимальный размах (двойную амплитуду) демодулируемого сигнала.

Прн иалнчнн диодов схемы на рнс 1-81 создают в Цепн нагрузки пульсирующий ток постоянного иаправлеиня, среднее значение которого пропорционально амплитуде f/вых. Если дноды отсутствуют, то этн демодуляторы становятся фазочувствнтельиыми и направление тока ийгруэкн изменяется при смене фазы напряжения f/вых на обратную, т е выходной сигнал всего устройства УПТ-МДМ воспроизводит форму входного сигнала н его полярность Если нагрузка чувствительна к пульсациям, частота которых равна несущей частоте /о (у одиополу-пернодиых демодуляторов, рис. 1-81, а) нли 2/о (у двухполупернодных, рнс. 1-81,6), то применяют сглаживающий фильтр, роль которого часто исполняет одиночный конденсатор (Сф иа рнс. 1-81,6), блокирующий нагрузочное сопротивление

Кроме пассивных демодуляторов с ключевыми элементами существуют активные, которые сочетают демодуляцию с уси-теннем н используются вместо выходного каскада усилителя переменного тока, входящего в состав устройства УПТ-МДМ Такие демодуляторы выгодно применять в тех случаях, когда УПТ-МДМ работает иа частоте питающей сети переменного тока, используемой вместо вспомогательного генератора Г (см. рнс. 1-77). Прн этом питать активный демодулятор удается не-выпрямленным напряжением силовой сети и к п д всего устройства повышается.

Активные демодуляторы подобно пассивным бывают демодуляторами среднего значения (нх называют усилителями среднего значения) и фазочувствнтельиыми (нх называют фазочувствительными усилителями). Схемы обоих классов устройств получаются нз схем пассивных демодуляторов с транзисторами взаимной заменой входов демодулируемого сигнала н управляющего напряжения, причем в качестве последнего используется напряжение питающей сетн.

Так, прн наличии днодОв схема иа рнс. 1-81,6 превращается в усилитель среднего значения, если де модулируемый сигнал подать на первичную обмотку 7pi, а в качестве Tpz использовать силовой трансформатор, включенный в сеть переменного тока. Для повышения усиления биполярные тран-

Рис. i 82. Схемы фазочуветвительных усилителей однополуиериодная (о) и двухполупериодяая (б)

знсторы включают нормально (эмнТтеры и коллекторы на рнс 1-81 надо поменять местами).

Распространенные варианты схем фазочуветвительных усилителей показаны на рнс 1-82. В однополупернодной схеме (рнс 1-82, а) происходит постоянное подмагнн-чнваине силового трансформатора Трг, поэтому ее применяют в маломощных устройствах. Двухполупернодная схема (рнс 1-82,6) свободна от этого недостатка.

Управлять током нагрузки усилителей среднего значения н фазочувствнтельиых можно нзменеинем не только амплитуды нх входного напряжения, но и фазы, что используется в системах с датчиками неэлек-трнческнх величии, выполияющнмн ф-цни фазовых модуляторов. Структурная схема таких систем ие отличается от приведенной на рнс. 1-77 структурной схемы УПТ- МДМ, если входной сигнал иеэлектрнче-ской природы уподобить сигналу ивх, а под модулятором М подразумевать упомянутый датчик. Роль генератора Г может играть питающая сеть.

Подробнее о УПТ-МДМ -см. [1, 5, 9], о демодуляторах повышенной точности на операционных усилителях - стр. 73.

Операционные усилители н их применение в усилительных устройствах

Операцнониымн принято называть усилители постоянного тока, предназначенные для осуществления как линейных, так и нелинейных преобразований сигналов, причем внд преобразования (операция) определяется лишь структурой внешней по отношению к усилителю сменной цепн обратной связи. При этом одни и тот же операционный усилитель (ОУ) в зависимости от подключаемой к нему цепн обратной связи может производить инвертирование, интегрирование, нелинейное функциональное преобразование входного сигнала, суммирование (с разными весами и знаками) нескольких

сигналов, перемножение мгновенных значений двух сигналов и др. Детально методы применения ОУ для реализации различных математических операций рассматриваются в технике аналоговых вычислительных машин, основными блоками которых являются ОУ (см [9]). Универсальность ОУ н высокая точность выполнения операций, задаваемых структурой цепн обратной связи, обеспечиваются высоким коэффициентом усиления ОУ (Ко без обратной свизи достигает 10 н выше), высоким входным и низким выходным сопротивлениями, а также малым дрейфом нуля Для обеспечения устойчивости ОУ прн работе с разнообраэ ными цепямн обратной связи (возможно с комплексным коэффициентом передачи) осуществляется тщательный выбор его амплитудно-частотной и фазочастотиой характеристик и принимаются меры, гарантирующие нх стабильность. Высококачественные ОУ для АВМ представляют собой сложные устройства, зачастую содержащие комбинацию нз 2-3 усилителей разных классов (УПТ с епосредственной связью, УПТ- МДМ, усилитель переменного тока). Наряду с такими ОУ благодаря успехам микроэлектроники появились относительно простые ОУ типа дифференциальных УПТ с непосредственной связью, выполняемые в виде интегральной микросхемы в миниатюрном корпусе Типичным примером ннтеграль ного ОУ может служить микросхема 1УТ401А, включающая в себя двухкаскад-ный дифференциальный усилитель на биполярных транзисторах с генератором тока и выходной эмиттерный повторитель. По основным параметрам такие ОУ малопригодны для применения в точных решающих блоках АВМ, но они позволяют перенести идею синтеза различных классов устройств на основе унифицированных элементов во многие сферы электронной техники, причем одновременно упрощаются проектирование, изготовление н настройка электронного устройства и повышаются эксплуатационные, а в ряде случаев н технические его характеристики.

На рис 1-83 показаны основные варианты применения ОУ в качестве узлов электронных усилителей Собственно ОУ обозначен треугольником с двумя входами неинвертнрующим (+) и инвертирующим (-)

Подавая подлежащий усилению сигнал на вход -Ь (рис 1-83, а) и вводя отрицательную обратную связь с помощью сопротивлений Roc, Ri в цепь входа <- , можно превратить ОУ в неизменяющий полярность сигнала УПТ со стабильным значением коэффициента усиления по э. д. с :

(1-243)

который практически не зависит от коэффициента усиления Ко собственно ОУ при условии Кео<-Ко Если надо инвертировать силиваемый сигнал, достаточно подклю-

чить источник сигнала ко входу - (рис. 1-83,6). Одно такое устройство может заменить все промежуточные каскады, а иногда и целиком УПТ Максимальные значения выходного напряжения и выходного тока у схем на рнс 1-83, а, б ограничиваются соответствующими характеристиками прнменен-

аг Выход

Rr.s Вход Выход

Вход а) L. JLra Сое

Ci Г- -! Сг

НИ>г

*Х Лу lac Выход

Jri Rr ,>>-

Рис I 83. Схемы включения операционных усилителей

ного типа ОУ, а выходное сопротинление благодаря отрицательной обратной связи дополнительно уменьшается в Ко/Кшо раз н часто составляет единицы ом.

Одним ОУ можно аналогично заменить ряд каскадов усилителя переменного тока, причем для разделения постоянных составляющих токов в цепях источника сигнала и нагрузки достаточно включить разделительные конденсаторы Си Сг (рис. 1-83, в).

Частотная характеристика коэффициента уснлення по э. д. с. такого усилителя в области нижних частот описывается передаточной функцией вида

Ке (;ta) /иГ, /соГз

(1 -244)

где

ri = Ci(i?p-bi?iii?Bx); (1-245)

= Сг (Rh + /?вых) W Cs /?в. (1 -246)

т е. соответствует обобщенным характеристикам, показанным на рнс. 1-38. В области верхних частот в отсутствие конденсатора Со с частотная характеристика определяется ОУ при данном коэффициенте обратной связи (Шв примерно в KJKeo раз выше, чем у ОУ). При необходимости понизить верхнюю частоту включают конденсатор Со.о, емкость которого должна составлять:

Со.с =- , (1 -247)

где Л1а - коэффициент частотных искажений на заданной верхней граничной частоте Шв. Если частотная характеристика на верхних частотах формируется РС-цепью об-

простейшие активные фильтры с операционными усилителями

Таблица 1-1

Схема

Передаточная функция

Амплитудно-частотная характеристика

о-с

к (/СО) =

£0

1 + /иГ.

0-1-CZJ--

К (/СО) = (IH-/ИГ)

t = rc

SfiS/окт

(log)

0 г

ни=>,

к (;со) = К£о

1 + /С0Т

1 + /С0 (Г.-i-T) г = ГС,

~:?/7в ~Г/г fiog;

Ro/Z Ro/г

=ни==>

о-с

I + /со (Г„ + т>

£0 , , ,

1 +;йП

Г„ = Д,С/4

Т = ГС

~1/Т l/t (log)

к (/со) = кео

l-f/сот-

l + zcor. t = rc

~1/Г, М/Гг flog; -большее изТ,То Тг-меньшее из Т,То

ратной связи, то она перестает зависеть от частотной характеристики ОУ и приобретает вид зависимостей, отмеченных иа рис 1-38 символом р=0

Наличие у ОУ двух входов позволяет с их помощью осуществлять сложение и вычитание двух и более сигналов (рис. 1-83, г) в общем случае с произвольными для каждого сигнала весами А,:

n+ n~

%u.= I,kt e+~kj-e-,. (1-248)

Для этого источники всех сигналов ejl, которые должны передаваться иа выход без смены полярности, подключаются ко входу + , а источники инвертируемых сигналов

-ко входу - . Кроме того, в цепь каждого источника включается такое дополнительное сопротивление Лд; , чтобы выполнялось условие-

11 111

Rt Rf

Rn Ri Rz

,.,. L = fe.+:...:fe+:fe-:fe-:...:fe- ,

(1 -249)

где

R{ - Rri-\- дг

суммарные проводимости цепей, подключенных к каждому из двух входов ОУ, уравниваются шунтированием нужного входа резистором Rm.

Применение интегральных ОУ позволяет в ряде случаев упростить технику синтеза усилителей со специальными формами частотных характеристик, в том числе активных фильтров без катушек самоиндукции. Такой синтез опирается иа общее выражение коэффициента усиления по э д. с операциоииого усилителя, охваченного комплексной обратной связью-

£(/<a) = 2 ;/Z,3. (1-250)

Соответствующим образом выбирая структуру двухполюсников Zo с и Zr э, по дучают разнообразные частотные зависимости Ке(}ш). в табл. 1-1 приведены простейшие схемы усилителей, частотные характеристики которых формируются отио-шевнен полных сопротивлений (1-250) Во все схемы введено сопротивление Ro.a, ог-раявчивающее максимальное значение коэф-фшвента усиления величиной Л'ео, выражаемой соотношением (1-243). При КшКч достигается весьма слабая чувствительность характеристик устройства к изменениям кшффициента усиления Ка собственно ОУ. Самтез активных /?С-фильтров подробно

рассматривается в специальной литературе, причем известны также схемы, в которых ОУ может быть заменен эмиттерный повторителем (/Со=1), усилителем с небольшим коэффициентом усиления по напряжению (Ко порядка единиц - десятков) или преобразователем сопротивления [7, 8, 10].

С помощью интегральных ОУ реализуются демодуляторы повышенной точности для УПТ-МДМ На рис. 1-84 приведены схемы асинхронных демодуляторов среднего и пикового значений сигнала. Благодаря

Рис. 1-84 Схемы демодуляторов среднего (а) н пикового (б) значений с операционными усилителями.

глубокой отрицательной обратной связи во много раз сокращается начальный (квадратичный) участок детекторной характеристики диодов и такие демодуляторы успешно работают в широком динамическом диапазоне, достигающем 60-80 дБ Некоторые типы ОУ, в особенности с высоким значением Ко, при охвате внешней цепью обратной связи проявляют неустойчивость и могут самовозбуждаться В таких случаях требуется коррекция их частотной характеристики в области верхних частот Наряду с классическими, порой достаточно сложными методами коррекции [9] при наличии запаса в полосе усиливаемых частот бывает достаточна простейшая коррекция с помощью одного конденсатора или последовательной /?С-цепочки, шунтирующих какую-либо междукаскадиую цепь связи ОУ (обычно в интегральных ОУ предусматриваются специальные выводы для подключения корректирующих цепей) Параметры корректирующих элементов в простейшем случае подбираются так, чтобы задаваемая ими высокочастотная постоянная времени оказалась определяющей верхнюю граничную частоту ОУ, т. е. была бы больше постоянных времени, присущих данному ОУ без коррекций [8] (см также стр. 78).

1-7. РЕГУЛИРОВКИ В УСИЛИТЕЛЯХ

Регулировка усиления

В низкочастотных усилителях регулировка усиления обычно осуществляется с помощью простейшей потенциометрической схемы (рис 1-85, а), устанавливаемой на входе или в одной из цепей междукаскадной связи усилительного устройства. Если сопротивление нагрузки регулятора мало

(йн<Кг), а предшествующая регулятору цепь допускает работу на переменную нагрузку, как это часто бывает в усилителях с биполярными транзисторами, то более предпочтительной может стать зеркальная схема включения потенциометра (рис. 1-85,6), расширяющая в таких условиях пределы регулирования.

Обычные потенциометры с линейной зависимостью сопротивления от угла поворота обеспечивают плавную регулировку коэффициента деления наприжеиия не более

14 Выход Вход

, входЛГ

Выход Biod

Рис 1-85. Регуляторы усиления для низкочастотных усилителей.

чем В пределах 20-30 дБ (10-30 раз). Расширить диапазон регулирования до 40- 60 дБ позволиют переменные резисторы с нелинейной зависимостью, так называемые логарифмические. Особенно целесообразно применять их в усилителях звуковоспроизводящей аппаратуры, поскольку слуховое ощущение иитенсивности звука (громкость) подчиняется логарифмическому закону. Ввиду относительного снижения чувствительности органа слуха к колебаниям нижних частот при малых уровнях громкости часто применяются тонкомпенсированные регуляторы громкости, которые одновременно с регулировкой усиления изменяют частотную характеристику тракта (см рис. 1-8), так чтобы при разных уровня громкости она приближенно соответствовала кривым равной громкости. Широко употребляемая схема тонкомпенсированного регулятора громкости показана на рис. 1-85, в.

Известные трудности представляет регулировка усиления в широкополосных усилителях в связи с наличием паразитных емкостей, шунтирующих плечи потенциометра. Для получения строго одинакового коэффициента деления напряжения в широкой полосе частот без частотных искажений пригодны только корректированные де-.штелн с фиксированным ослаблением (рис 1 86). Если коэффициент деления в области нижних частот составляет:

Ri + R,

(1-251)

то он сохраняется неизменным на верхних частотах при условиях, что сопротивления Ri, Ri частотно независимы, паразитные индуктивности проводов пренебрежимо малы, а емкости, шунтирующие плечи делителя,

находятся в соотношении

RiCi==cRC. (1-252)

Поскольку увеличивать общую шунтирующую емкость в широкополосных цепях нежелательно, в качестве Ci применяют подстроечный конденсатор небольшой емкости (Смакс = 6-15 пФ).

Такие делители могут быть достаточно высокоомными и применяются во входных цепях электронных вольтметров и осцилло-графических усилителей.

При достаточно большом входном сопротивлении усилителя (входящем в состав сопротивления Rz на рис. 1-86, а) постоянная времени T=RzC2 может оказаться существенно больше периода нижней граничной частоты усилителя. Тогда сопротивления Ri и Rz перестают влиять на работу делителя и как элементы схемы могут быть изъяты, причем образуется схема емкостного делителя напряжения (рис 1-86,6), для которого

При необходимости иметь несколько ступеней деления удобно применять независимый делитель для каждого коэффициента деления (рис. 1-86, с) Это облегчает точную коррекцию каждой ступени, поскольку рабочие значения емкостей плеч получаются постоянными

Ступенчатые делители позволяют предотвратить перегрузку усилителя при большой величине входного сигнала. Если наряду с этим необходима плавная регулировка усиления, то в широкополосных усилителях дополнительно устанавливают обычный потеициометрический регулятор (см. рис 1-85, а) в достаточно низкоомной цепн (например, после эмиттериого повторителя),

Выход .

Рис. 1 86 Широкополосные делители напряжения

где влиянием паразитных шунтирующих емкостей можно пренебречь

Определенные неудобства создает применение обычных потенциометрических регуляторов и в усилителях постоянного тока, т. к. одновременно с регулировкой усиления они могут изменять потенциал, соответствующий нулевому уровню Уменьшить этот побочный эффект позволяют схемы с регулировкой усиления изменением сопротивления обратной связи в устройствах, построенных по типу операционных усилителей (применением резистора /?о с с переменным сопротивлением на рис. 1-83, а, 6), а также применением сдвоенных симметричных ре-

§1-Г]

РЕГУЛИРОВКИ В УСИЛИТЕЛЯХ

гуляторов в плечах дифференциальных усилителей (рис. 1-87,0) или перемеииого резистора, шунтирующего выход балансного каскада (рнс 1-87,6).

Кроме регуляторов усиления, изменяющих коэффициент деления напряжения сигнала в пассивных цепях усилителя, известны регулировки, основанные иа изменении усилительных параметров активных элементов (транзисторов, электронных памп). Такие регулировки осуществляются путем изменения начальной рабочей точки

Рис. 1-87. Схемы включения регуляторов усиления в УПТ.

О сгЭ'Ц i I 11 о Втд J7 и Выход

т

Выход

Рис I-8S Электронные аттенюаторы.

Аттенюаторы с оптронами.

усилительного прибора и требуют тщательного проектирования, т. к. могут влиять иа многие характеристики усилителя, в особенности в схемах с биполярными транзисторами. В частности, они могут заметно увеличивать нелинейные искажения и потому применяются в каскадах с малыми уровнями усиливаемого сигнала.

Когда необходимо дистанционное или управляемое электрическим сигналом регулирование усиления, целесообразно применять аттенюаторы с электронными прибора-мн, выполняющими функции переменных сопротивлений. В качестве таких аттенюаторов часто применяют схемы с полупро-

водниковыми днодамн и транзисторами (рис. 1-88). Удобными регуляторами этого же класса являются схемы с оптроиами (рис. 1-89), составленными из миниатюрной лампочки иакалииаийя и фоторезистора. Такие аттенюаторы отличаются высокой линейностью при сигналах до единиц иольт, широким диапазоном изменения коэффициента передачи (до 60 дБ) и полной электрической развязкой цепей регулируемого и управляющего сигналов, что исключает помехи, вызываемые иаложение.м управляющего сигнала на усиливаемый В сочетании с интегральным ОУ (рис. 1-89,6) оп-тронный аттенюатор позволяет получить фиксированное (равное i?i) входное и низкое выходное сопротивления

На изменении начальной рабочей точки усилительных приборов или применении электронных аттенюаторов основаны также схемы автоматических регулировок усиления и устройства для расширения -и сжатия динамического диапазона усиливаемых сигналов (экспандеры и компрессоры).

Регулировка частотной характеристики

Регулировка частотной характеристики усилителей чаще всего предусматривается в звуковоспроизводящей и звукозаписывающей аппаратуре и носит название регулировки тембра. Такие регуляторы служат для достижения наиболее благоприятной тембровой окраски звука в соответствии с характером воспроизводимой программы, акустикой помещения и субъективными особенностями слушателя, а также для компенсации частотных искажений источии-ка программы, тракта ее передачи или звуконосителя

Регулировка тембра сводится к изменению амплитудно-частотной характеристики усилителя и областях частот выше и ниже средней частоты, за которую принимают частоту наибольшей чувствительности уха (около 1000 Гц).

Ассортимент схем, применяемых в современной радиовещательной аппаратуре регуляторов тембра, чрезвычайно велик и включает в себя как плавные раздельные регулировки верхних и нижних частот, так и специальные переключатели на несколько фиксированных форм частотной характеристики Пределы регулировки обычно составляют около 20 дБ относительно усиления на средней частоте.

По принципу действия все схемы регуляторов тембра делятся иа два класса: основанные на применении частотио-зависи-мых делителей усиливаемого сигнала (вводятся в цепь прямой передачи сигнала, например, рис. 1-90, о) и частотно-зависимых цепей обратной связи (рис. 1-90,6). Схемы с обратной связью облегчают получение более широких пределов регулировки и приобретают все большее распространение.

В наиболее сложных звуковоспроизводящих установках применяется разделение

В,8н

Вход О-

47к

О

1,0 Т

\22к

ВыхоЗ 270

-О

0,01 Юн 0,01

Рнс. 1-90. Схемы регуляторов тембра для усилителей с биполярными транзисторами В -верхних частот; Я -нижних частот.

всей ПОЛОСЫ звуковых частот на несколько частотных каналов с независимой регулировкой уснлення каждого канала, что также решает задачу регулировки тембра.

1-8. МНОГОКАСКАДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Эскизный расчет усилительного устройства

Эскизный расчет служит для выбора структурной схемы усилнтеля (стр. 19), вида н числа каскадов, типов усилительных приборов н определения частных требований к отдельным каскадам. По результатам эскизного расчета производится детальный расчет каждого каскада в отдельности, после чего можно найти результирующие характеристики усилителя в целом, сопоставить их с заданными н при необходимости уточнить первоначально выбранную структурную схему нлн характеристики отдельных каскадов. Окончательную доводку транзисторных устройств обычно производят путем экспериментальной отработки макета, поэтому прн эскизном расчете часто выбирают схему с некоторой избыточностью (с запасом по числу каскадов и усилению, с применением схем автоматического смещения общего вида - рнс. 1-24,в н т д.).

Выбор класса усилительных приборов производится с учетом соображений, изложенных в § 1-2 (стр 20).

Построение структурной схемы начинается с выяснения необходимости вводить в усилитель отличные от промежуточных входные н оконечные каскады (стр 19) и дополнительные устройства, требующиеся для некоторых специальных типов усилителей, например модулятор и демодулятор для УПТ-МДМ (стр 67). Прн этом вырисовывается совокупность образующих усилитель функционально различных блоков, каждый из которых содержит еще не определенное число каскадов. После этого распределяют усиление по блокам н оценивают необходимое число каскадов в каждом нз них. Прн проектировании транзис-

торных усилителей можно считать, что выходная мощность предварительного усилителя составляет примерно 1 мВт (амплитуда напряжения 1-2 В на нагрузочном сопротивлении 1-2 кОм), коэффициент усиления по напряжению одного малосигнального каскада с резнстнвно-емкостной нли непосредственной связью Ко 20 (в широкополосных видеоусилителях снижается до 5), а усиление по мощности одного каскада в оконечном блоке достигает 25-30 дБ (/(р=250-Ы000).

Прн жестких нормах на нелинейные искажения (менее 10%) нлн на стабильность характеристик усилителя необходимо предусмотреть применение отрицательной обратной связи н соответствующий запас уснлення (стр 17).

Распределение искажений по каскадам. Норму на нелинейные искажения, как правило, относят к одному оконечному каскаду, т. к. обычно можно предотвратить заметные нелинейные искажения во всех предшествующих каскадах соответствующим запасом нх динамического диапазона, а в оконечном каскаде создание такого запаса приводит к ощутимому снижению экономичности усилнтеля.

Частотные искажения распределяются между всеми каскадами усилнтеля исходя из соотношений:

Mb-=MbiM ... Мвп, (1-254) Л1 = УИиЛ1 а ... М^, (1-255) где Mr, и Мп - коэффициенты частотных искажений на верхней н нижней граничных частотах всего усилителя; Msi, Mst - то же -г0 каскада; п - порядковый номер последнего каскада. Поскольку в мощных каскадах приходится применять транзисторы с более низкими граничными частотами, целесообразно брать величину Жвп больше остальных сомножителей правой части (1-255). При трансформаторной схеме оконечного каскада для уменьшения размеров выходного трансформатора также по возможности увеличивают значение М^п.

Выбор типов усилительных приборов. Мощные транзисторы для оконечных кас-

кадов выбираются на основании соотношений (1-165) или (1-175). Кроме того, предельная частота коэффициента передачи тока fi, должна быть выше заданного иа

усилитель значения (в

Для каскадов с резистивно-емкостной или непосредственной связью целесообразно применять транзисторы с достаточно высокой граничной частотой, чтобы избежать применения высокочастотной коррекции Для этого необходимы транзисторы, у которых

/ft2l3 = 213 /й21б 21э> в0,7. (1-256)

где /во,7 - верхняя граничная частота данного каскада, отсчитанная на уровне 0,7 Л^о-По значению допустимого коэффициента частотных искажений Мв, на частоте fa можно найти feo,7 с помощью ф-лы

U,7 = fJVMi-l. (1-257)

При выборе усилительных приборов для каскадов широкополосных видеоусилителей удобно пользоваться критерием добротности, выражающим максимальное значение произведения коэффициента усиления на верхнюю граничную частоту:

DKJbO.t (1-258)

У биполярных транзисторов

(1-259)

а у полевых транзисторов и электронных ламп

2я (Свых + Свх)

(1-260)

Особого внимания требует выбор усилительного прибора для малошумящего входного каскада (стр 44)

Выбор места включения регуляторов Возможный диапазон уровней входных сигналов часто бывает шире динамического диапазона усилительного устройства При этом регулятор усиления не следует относить Далеко от входа усилителя, с тем чтобы при максимальных возможных уровнях сигнала не происходила перегрузка предшествующих регулятору каскадов В то же время включение регулятора усиления на самом входе усилительного устройства может приводить к ухудшению отношения сигнал/шум. Б усилителях, предназначенных для работы от различных источников с сильно отличающимися уровнями сигналов, например в усилителях записи для магнитофоноб, выход из этого противоречия находят в сочетании плавного регулятора усиления, устанавливаемого после 1- 2 каскадов, со ступенчатым делителем напряжения сигналов высокого уровня на входе (см рис. 1-15).

Регуляторы тембра и электрически управляемые регулировки динамического

диапазона усиления, в том числе автоматические, предпочитают устанавливать в промежуточных каскадах со средним уровнем сигнала, что позволяет избежать ухудшения отношения сигнал/шум и не прини мать специальных мер по предотвращению нелинейных искажений

Звенья усилительного устройства, содержащие регулировки, нельзя охватывать отрицательной обратной связью, служащей для уменьшения искажений или повышения стабильности характеристик.

Применение отрицательных обратных связей

Местные обратные связи вводятся в отдельные каскады для снижения зависимости коэффициента усиления данного каскада от индивидуальных значений параметров усилительных приборов, для направленного

l---О-

J Сг Hho-,

Рис. 1-91 Схема одиночного каскада с последо нательной отрицательной обратной связью по току.

изменения входного и выходного сопротивлений, расширения полосы усиливаемых частот и уменьшения нелинейных искажений

Наиболее употребительные схемы параллельной обратной связи по напряжению и последовательной по току показаны на рис. 1-12, а и 1-91. Изменение характеристик одиночного каскада при введении таких обратных связей описывается соотношениями, приведенными на стр. 17-18 Последовательная обратная связь по напряжению используется с коэффициентом обратной связи Ро.с=1 в схемах каскадов-повторителей (стр. 41).

Отрицательные обратные связи, охватывающие два или большее четное число каскадов с резистивно-емкостной и (или) непосредственной связью, осуществляются по схемам, показанным на рис. 1-92, а, а охватывающие три или большее нечетное число каскадов -по схемам, показанным ва рис 1-92, б.

Местные обратные связи, охватывающие 1-2 каскада, как правило, безопасны с точки зрения устойчивости усилителя, но уже при охвате обратной связью трех каскадов могут возникать сильные искажения формы частотной характеристики и наступать самовозбуждение усилителя. Еще