Формулы (1-202) - (1-206) справедливы и для двухтактных усилителей в режимах класса АВ, если при половинной амплитуде входного сигнала одно из плеч запирается. Расчет по этим ф-лам с определением входящих в них значений тока h по семейству выходных статических характеристик обеспечивает достаточную точность для каскадов с полевыми транзисторами или электронными лампами в режимах без сеточных токов. При наличии сеточных токов, а также для каскадов с биполярными траизисторамн нелинейные искажения с учетом входной цепи рассчитываются путем подстановки значений тока h, найДеииых по динамической характеристике усиления каскада /2==/(г.в) Последняя для одного плеча строится с помощью тех же приемов. Что и дли одиотактных каскадов (стр. 55). Прн ее построении вместо динамической входной характеристики часто используют статическую /i=f(fi).

Частотные искажения рассчитываются так Же, как в одиотактных каскадах с соответствующим способом связи с нагрузкой (стр. 36). При этом в качестве йв надо подставлять значение /? .э, а в качестве gMux половину величины §вых одного усилительного прибора в точке, соответствующей току /в . В транзисторных усилителях верхняя граничная частота обычно определяется спадом усиления транзисторов (как в одиотактных каскадах, стр. 56), но в сХеме с общей базой при трансформаторной связи с нагрузкой может ограничиваться и индуктивностью рассеяния выходного трансформатора.

1-5. ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

В широкополосных усилителях в основном применяются каскады с резистивно-емкостиой связью с общим эмиттером (на биполярных транзисторах), с общим истоком (на полевых транзисторах) и с общим катодом (на электронных лампах), описанные на стр. 32. Специфической особенностью этих каскадов в широкополосных усилителях является наличие дополнительных цепей частотной коррекции, служащих для расширения полосы равномерно усиливаемых частот или уменьшения искажений формы усиливаемых импульсов

Распространены два, в принципе эквивалентных, метода анализа цепей частотной коррекции- частотный и временной Первый метод связан с изучением амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик и удобен при расчете широкополосных усили- лей, предназначенных для усиления гармонических колебаний. Прн расчете видеоусилителей и в особенности импульсных усилителей, предиазиачениых для усиления прямоугольных п.мпульсов, известные удобства представляет временной метод, по-

скольку он оперирует велйчнйами, непосредственно описывающими искажения формы прямоугольного импульса С другой стороны, при достаточно сложных схемах временной метод требует более трудоемких расчетов. Далее проводятся расчеты цепей коррекции, основаииые иа частотном методе

0 MCs

Рис 1 67 Схемы усилительных каскадов с низкочастотной коррекцией.

Упрощенный способ определения параметров переходной характеристики по известной частотной описан в [8].

Коррекция искажений в области нижних и верхних частот осуЩествлиется с помощью различных цепей, расчет которых производится независимо. Применение низкочастотной коррекции позволяет понизить нижнюю граничную частоту Ии при задан-, иых нормах на частотные искажения в 5- 30 раз или во столько же раз уменьшить необходимую емкость разделительного конденсатора в цепи межкаскадиой связи. Введение цепей высокочастотной коррекции позволяет увеличить усиление каскада в 2-3 раза при заданной высшей граничной частоте Wg по сравнению с неКорректирр-ваниым усилителем или во столько же раз расширить полосу усиливаемых частот при неизменном усилении.

Условия наилучшей коррекции амплитудно-частотной и фазочастотиой характеристик не совпадают. Поэтому при расчете усилителей того или иного класса оптимальные параметры корректирующих цепей могут в некоторых пределах варьироватьси.

Низкочастотная коррекция чаще всего осуществляется при помощи йС-ячейки, вводи.мой в цепь питания выходного электрода усилительного прибора (рис 1-67,а). Идея этого метода коррекции состоит в том, что за счет недостаточно большой для иижинх усиливаемый частот емкости Сф действующее на этих частотах полное сопротивление нагрузки каскада возрастает и компенсирует спад усиления из-за конечной величины емкостного сопротивления разделительного конденсатора d Одиовремеиио происходит компенсация фазового сдвига тока в сопротивленни нагрузки Дн. Для до-

стижения наиболыиего эффекта желательно по возможности увеличивать сопротивление Дф (его величину ограничивает снижение питающего выходную цепь напряжения).

При анализе этой схемы коррекции пренебрегают выходной проводимостью усилительного прибора (gmx на рис. 1-39)

т<1

п

т'< 1

т >да

Ршс 1-68 Искажения вершины прямоугольного шииульса при различных значениях параметра коррекции т.

У^Ненорректир.

1 0,2 0,5 1

5 10

Рис 1 69 Обобщенные частотные характеристи-шш в области нижних частот корректированпого каскада при т-1

ВВОДЯТ два обобщенных параметра:

аф=/?ф ?4; (1-207)

Сф 4 Гф

(1-208)

Условием оптимальной коррекции счн-таетси т-=Т, т е одинаковые значения постоянных времени / ф и Гн Это условие при я >1 обеспечивает точную коррекцию фа-зтого сдвига и начального участка переходной характеристики для области больших времен

Величина относительного спада верши-кы прямоугольного импульса длительности Тш при т=1 составляет, %

1007-2 2а Т1

Ф Н

(1-209)

ж уменьшается с увеличением Оф Недоком-певсация (т<1) приводит к увеличению спада (рис 1-68, а), а перекомпенсация (ж>1) к нарастаиию вершины (рис 1-вв, г). В импульсных усилителях, пред-вазваченных для усиления импульсов стандартной длительности (Гя=соп51), неболь-шак перекомпеИсация желательна (рис 1-68 в|

Нижняя граничная частота каскада при т=\ понижается Примерно в l-fa,ti раз Перед областью спада частотной характе-

ристики появляется небольшой подъем - окоЛо 1 дБ (рис. 1-69).

Приведенные соотношения остаются в силе, если цепь /?фСф используется для коррекции искажений, вносимых любой другой йС-цепью, например Цепью связи каскада с источником сигнала (разделительным иои-денсатором С, на рис. 1-30, 1-31), причем достаточно в выражение для т (1-208) подставить соответствующую постоянную времени Гн, например ri = Ci(i?p-t-/?Bio). Как приближенными можно пользоваться этвмй же ф-лами н в случаях, когда одной цепью /?фСф необходимо скорректировать искажения, вносимые несколькими конденсаторами При этом в качестве Гв можно подставлять результирующую постоянную времени Г^, определяемую из соотношения

(1-210)

где Ti - постоянные времени каждой цепи, вызывающей искажения в области нижних частот

В каскадах с биполярными транзисторами не всегда удается Применить резистор /?ф с достаточно большим сопротивлением и коэффициент Яф (1-207) получается малым, эффективность коррекции снижается Лучшие результаты может дать зеркальная схема, а которой ячейка ЛфСф перенесена после разделительного конденсатора. Вариант такой схемы применительно ко входной цепи каскада прииедеи ий рнс. 1 -67, б. Общее выражение ее коэффициента передачи громоздкое и неудобно для практических расчетов. Простую форму имеет условие получения максимально плоской частотной характеристики:

РгСф= RpCiVl-d. (1-211)

где

(1-212)

(1-213)

а g обозначает проводимость параллельно-10 соединения входной проводимости gx транзистора и резистора i. Как следует из ф-л (1-212) и (1-213), эффективность коррекции возрастает при уменьшении сопротивления Ri и увеличении сопротивления Rr (если рассматриваемый каскад является промежуточным, то в роли Rr выступает выходное сопротивление предыдущего каскада, практически равное сопротивлению резистора, включенного в цепь коллектора).

Принив определенные зиачейвя Ra, Rr и g. Можно решить уравнение {1-212) ОТ-йосительно величины Cj, а затем с пойо-щью уравнения (1 211) определить необходимую емкость корректирующего конденсатора Сф.

Параллельнач схема высокочастотной коррекции (рис 1-70) эффективна при условии, что д4<:/?н, которое легко выполняется в каскадах с полевыми транзисторами и электронными лампами При этом обобщенные частотные характеристики каскада в области верхних частот выражаются соотношением

Кв (/w)

f<o [ + ,ЪТ+ [jwY Tlq

(1-214)

и зависят только от одного безразмерного параметра:

Ряс. 1-70 Усилительный каскад с параллельной схемой высокочастотной коррекции

который равен квадрату добротности колебательного контура, состоящего из элементов L и Cgjj + Cj, В качестве С^ в ф-лу (1-215) следует подставлять динамическую выходную емкость усилительного прибора, которая в общем случае составляет:

+ М гНвхо)

(1-216)

где Свых - статическая выходная емкость (в соответствии с эквивалентными схемами на рис. 1-16-1-18 ее нужно учитывать только для электронных ламп), а Rxo - входное сопротивление каскада.

Обобщенные частотные и переходные характеристики каскада с параллельной схемой высокочастотной коррекции приведены па рис 1-71, причем нормирующий частоту параметр Гв равен высокочастотной постоянной времени некорректированного каскада, т. е.

в=4(Сх + С„). (1-217)

С помощью этих характеристик легко выбрать целесообразное значение параметра коррекции q с учетом конкретного назначения каскада Наименьшим частотным искажениям соответствует 9 = 0,414, наименьшим фaJ0Бым (7 = 0,322, отсутствие вы-

броса у переходной характеристики гарантируется при 90,25 Для видеоусилителей обычно принимают ж 0,35.

В усилителях с биполярными транзисторами исходное условие RitiRn достаточно просто выполняется у выходных каскадов, работающих на электронно-лучевую трубку Если при этом инерционность самого транзистора мала по сравиеиию с высокочастотной постоянной времени цепи нагрузки, т. е.

Г, (1-218)

то остаются в силе прежние соотношения (1-214) - (1-217) и вытекающие из них обобщенные характеристики (рис 1-71). Если же постоинная времени цепи нагрузки (1-217) получается меньше постоянной времени Гд транзистора, то частотные характеристики каскада можно привести к свойственным колебательному звену (рис. 1-72). Для этого емкость Сн цепи нагрузки надо увеличить до значения, которое вместе с корректирующей индуктивностью L обеспечит желаемую добротность Q и уравняет резонансную частоту корректирующего контура с граничной частотой транзистора:

(1-219)

(1-220)

При этом в качестве постоянной времени Гв, нормирующей частоту по осям абсцисс иа графиках рис. 1-72, надо принимать значение T/Q.

В зависимости от выбираемого значения q параллельная схема высокочастотной коррекции позволяет увеличить площадь усиления каскада (произведение /СоШв) (см рис. 1-71, а) в 1,5-2 раза.

Высокочастотная коррекция с помош,ью обратной связи осиоваиа иа применении частотно-зависимых цепей, уменьшающих глубину отрицательной обратной связи в области верхних частот. Наиболее употребительна обычная схема каскада (рис. 1-30), в которой, однако, устанавливается конденсатор Сз малой емкости, так что иа низких и средних частотах сопротивление R3 создает отрицательную обратную связь, снижающую коэффициент усилении по напряжению до величины

/Со Дн.э/ з. (1-221)

Одиовремеиио верхняя граничная частота wb возрастает примерно bKq/Kq раз, где Ко - усиление каскада без обратной связи. Таким образом, площадь усиления КаЫг остается практически неизменной и желаемое ее значение служит критерием выбора типа усилительного прибора. Этот способ высокочастотной коррекции удобен

§1-5]

ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

в каскадах с биполярными транзисторами, когда верхнюю граничную частоту лимитирует Инерционность транзистора, т. е. не иы-полняется условие (1-218).

единенных и один из ннх блокируют, как обычно, конденсатором большой емкости.

В зависимости от значения емкости конденсатора Сз, создающего частотио-за-

0,2 0,f 0,6 0,8 %0

1,6 1,8 2,0 2J: г,4

Рнс. 1-71. Характеристики каскада с параллельной схемой высокочастот-ной коррекции (рис. 1-70) амплитудно-частотные (а), фазочастотные (б) и переходные (а).

Если сопротивление резистора Ri, определяемое из расчета цепей смещения, велико и приводит к чрезмерному сннженнк) усиления на средних частотах, этот резистор составляют из двух последовательно со-

висимую обратную связь, можно получить не только равномерные амплитудно-частотные характеристики, но также и с подъемом в области верхних частот наподобие характеристик с 9 > 0,414 на рнс. 1-71, а.

Известны теоретические соотношения (см.. Дано /?н = 1 кОм, Св=100 пФ, Rv-

например, [81), связывающие параметр =1 кОм

коррекции q для транзисторного каскада с Решение. Постоянная времени некор-

емкостью Сз Однако разброс входящих в ректированного каскада, соответств\ющая

10- г

10- 2

Рис 1-72 Обобщенные частотные характеристики в области верхних частот.

такие выражения параметров транзисторов не позволяет выполнять расчеты с нужной точностью и желаемую частотную характеристику получают опытным подбором емкости Сз При настройке схемы Ориентировочно

C-J- IkSB. (,.222)

Пример е. Рассчитать широкополосный ка(;кад видеоусилителя иа биполярном транзисторе (/а = 6.5 МГц; УЧв-г) с коэффициентом усиления на средних частотах Ко>5

высшей граничной частоте, согласно (1-132) должна составлять:

Vl ,2 -1

= 1,6.10-8 с

2я6,5-10в

и при Си =100 пФ максимально допустимое эквивалентное сопротивление нагрузки /?уз= rg/Cj, = 160 Ом, т е требуется резистор

1000-160 1000-160

= 190 Ом

Следовательно, будет выполнено условие /?4<Лв н можно применить параллельную схему высокочастотной коррекции (см. рис. 1-70). Из условия /(о = 5 н ф лы (1-107) находим необходимую крутизну уснлення транзистора

S=-A:/<, = 5/160- 33-10-3 А/В,

откуда в соответствии с (1-53) рабочую точку транзистора следует выбрать при токе эмиттера /,ж 1 мА

Выбор транзистора и дальнейший расчет высокочастотной коррекции можно выполнить двумя разными способами

В первом варианте выбирается заведомо высокочастотный транзистор, параметры которого удовлетворят условию (1-218), например типа ГТ313А, для которого

+

2л^х 25Ск 75-10-13.1

75-10---1-

2л300-10-25 2,5 10

; 0,6-10- с

Выбрав значение q (например, <?=0,35), с помощью рис 1-71,0 по заданной величи-чнне /(, Со==-М7=0,83 найдем обобщенную граничную частоту о^Та 1,3, откуда высокочастотная постоянная времени

1,3 1,3

сов 2я6,5-10

: 3,2-10-8с.

Далее с помощью ф-л (1-215) и (1-217) находим-

3,2-10-8

- 320 Ом;

100-10- L ;5;<}/? Си-= 0,35-320 100 10 3,5-10-Т.

В другом варианте с целью снижения требований к транзистору проведем расчет, сходя нз условия приравнивания граничной частоты транзистора к резонансной частоте корректирующего контура Обратившись к ршс. 1-72,0, выберем значение добротности Q, например Q=0,7 В точке Кв{(й)1Ко== =. ~=0,83, т е. -1,6 дБ, найдем обобщен жую грааячную частоту u) 7 e=1,1 Посколь ку оря данном методе расчета Гц Tb/Q-(яредеавм необходимую постоянную време-вя транзистора

I.IQ

и в

1,1-0,7 2я6,5-10

2 10 вс.

Этому требованию удовлетворяет транзистор типа П416, для которого

:500-10

500-10-12.1

2я40-10 -25-8-10-13 : 10-8 с.

Принимая свц^=/(оспр = 5Ск=40 пФ н используя необходимое значение т' =2Х ХЮ , определяем с помощью уравнения (1-220) требуемое сопротивление К^:

/?4 =

2 10-8

280 Ом.

0,7 (40-+. 100) 10-12

Наконец, на основании (1-219)

L== 2-10-8.280 = 5,6-10- Г.

Коэффициент усиления иа средних частотах в первом случае составляет /Со = ЗЗХ Х10- .320ж10,6, во втором Хо=9,3 Таким образом, второй метод позволяет иа порядок снизить граничную частоту транзистора без существенного уменьшения усиления

1-е. УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА И ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Усилители постоянного тока с непосредственной свиэью

При необходимости усиливать сигналы, мгновенные напряжения которых могут т-менятьея сколь угодно медленно, применяются усилители постоянного тока (УПТ), отличающиеся тем, что их нижняя граничная частота ин=0. Естественный способ построения таких усилителей заключается в применении непосредственной связи между каскадами н изъятии из схемы блокировочных, развязывающих и прочих конденсаторов, которые могут формировать низкочастотные постоянные времени Помимо необходимости согласовывать начальные рабочие точки и цепн питания усилительных приборов в следующих друг 3d другом каскадах, основная трудность проектирования таких УПТ связана с ироблемой дрейфа нуля - самопроизвольных медленных йз-мененнн выходного напряженяя (тока), вызываемых нестабильностью характеристик усилительных приборов, напряжений, питающих усилитель, и влиянием ввешвнх факторов, в первую очередь температур!)!.

Для количественной оценки дрейфа нуля принято его величину пересчитывать ко входу усилителя. У обычных ламповых

каскадов приведенный ко входу дрейф достигает десятых долей вольта, у транзисторных в комнатных условия - десятков милливольт. Специальные меры позволяют уменьшать его на один - три порядка. Наибольший вклад в величину общего дрейфа многокаскадного УНТ вносят изменения токов первого усилительного прибора, так как они подвергаются наибольшему усилению Поэтому особое внимание уделяют уменьшению дрейфа нуля входного каскада Обычные способы стабилизации рабочей точки усилительного прибора, основанные на прнмененнн отрицательной обратной связи по постоянному току, в УНТ неэффективны, потому что они одновременно снижают усиление полезного сигнала. Основными средствами уменьшения дрейфа нуля в УНТ с непосредственными связями служат выбор типа н режима усилительного прибора для первого каскада, использование схем компенсации дрейфа н применение балансных схем усилителей.

Наилучшими усилительными приборами для входных каскадов УПТ с малым дрейфом нуля являются кремниевые полевые транзисторы с напряжением отсечкн около 0,6 В, у которых возможна автоматическая компенсация двух составляющих температурного дрейфа тока стока (стр. 30)

Выбирая ток стока в начальной рабочей точке таких транзисторов в соответствии с условием

1 г = /

(1-223)

можно получить очень малый дрейф нуля (до единиц микровольт на градус) в широком диапазоне температур В ф-ле (1-223) /со~ток насыщения прн нулевом напряжении на затворе; Uo - напряжение отсечкн; d(fldT - температурное приращение контактной разности потенциалов управляющего р-п-перехода (2-2,5 мВЛС), ТКр-температурный коэффициент сопротивления канала Разброс параметров транзисторов требует индивидуального подбора оптимального значения тока стока (1-223) прн настройке схемы. Дополнительные сведения по выбору режима нулевого температурного дрейфа полевых транзисторов приводятся в [5, 6].

Биполярные транзисторы, в особенности германиевые, значительно уступают полевым, т к две основные составляющие температурного дрейфа тока коллектора, обусловленные температурными зависимостями контактной разности потенциалов эмиттериого р-п-перехода и обратного тока коллекторного р- -перехода, имеют одинаковый знак. Наименьший дрейф нуля, соответствующий только приращениям контактной разности потенциалов (около -2,5 мВ/°С), проявляют кремниевые биполярные транзисторы, у которых обратный ток коллектора пренебрежимо мал.

Компенсация дрейфа возможна только для тех его составляющих, которые обусловлены известными закономерными причинами Прн этом в схему усилителя вводятся элементы нли цепн, чувствительные к тем же факторам, но вызывающие протнво-

o-f

Вход

Рис 1-73. Схемы компенсации температурного дрейфа нуля в каскадах с биполярными транзисторами при помощи полупроводникового диода (а) и дополнительного транзистора (б) Л -низ-коомный подстроечный потенциометр.

положный и равный по величине дрейф тока в выходной цепн На основе этого принципа возможна компенсация дрейфа нуля, возникающего нз-за нестабильности питающих напряжений н изменения температуры окружающей среды. Эффективность компенсационных методов зависит не только от стабильности номинальных значений параметров компенсируемых и компенсирующих элементов, но н от стабильности их чувствительности к дестабилизирующему фактору, например температурных зависимостей. Чаще всего компенсационные схемы применяются для температурной стабилизации начальной рабочей точки биполярных транзисторов, для чего в цепн, создающие смещение на эмнттерном р-п-переходе, вводят терморезнсторы нлн полупроводниковые диоды (рнс 1-73). В отличие от обычных схем автоматического смещения этн схемы не используют отрицательной обратной связи по постоянному току, снижающей коэффициент усиления УПТ, и в принципе позволяют получать меньшие значения коэффициентов нестабильности, например

5/<1. Расчет таких цепей производится

графо-аналнтнческнмн методами Без дополнительной экспериментальной подгонки параметров для каждого экземпляра устройства онн уменьшают температурный дрейф в среднем в 2-4 раза. Температурная компенсация, осуществляемая с помощью элементов, выполненных вместе с компенсируемым транзистором по единой технологии на общей пластинке (в интегральных микросхемах), значительно эффективнее н может снижать результирующий дрейф нуля до десятков микровольт на градус. Такие же значения остаточного дрейфа достнжнмы прн индивидуальной настройке схем компенсации с дискретными компонентами.

Балансные схемы усилительных каскадов представляют собой разновидность компенсационных схем, отличающихся применением двух одинаковых симметричных плеч, выходной сигнал которых равен сумме реакций обоих плеч на полезный сигнал

где А^БЭ -максимальная разность напряжений f/gg транзисторов двух плеч; /д - ток эмиттера в начальной рабочей точке Наилучшие результаты получаются при специальном подборе пары транзисторов по

Er/2 -L Er/2 a.)

-O+Es

Рис. 1-74 Схемы параллельно балансных каскадов с биполярными транзисторами а -основная, б -с балансировочным потенциометром Sg; в -с генератором постоянного тока

И разности их дрейфов. Такие схемы способны компенсировать все составляющие дрейфа нуля, для которых оба плеча сохраняют необходимые свойства симметрии, и широко применяются в УПТ с любыми типами усилительных приборов.

Наиболее распространена параллельно-балансная схема (рис. 1-74, а), по начертанию совпадающая со схемой двухтактного каскада и предназначенная для работы от симметричного (с заземленной средней точкой или изолированного от земли ) источника сигнала и на симметричную нагрузку При этом каждое плечо схемы можно рассматривать как обычный усилительный каскад, имея в виду, что резистор Яз в цепи общего электрода не создает обратной связи для усиливаемых сигналов, т. к. в нем складываются противофазные токи симметричных плеч. Резисторы Ri необходимы при работе с изолированным от общего провода источником сигнала.

Как и другие компенсационные схемы, без дополнительных мер повышения симметрии параллельно-балансный каскад уменьшает результирующий дрейф нуля лишь в 2-4 раза. Сравнительно просто улучшить симметрию плеч при наличии разброса параметров транзисторов можно с помощью балансирующего потенциометра (R на рис. 1-74,6), сопротивление которого выбирают с таким расчетом, чтобы он позволял выровнять начальные смещения U обонх транзисторов. Такая подстройка способна уменьшить остаточный температурный дрейф нуля на порядок. Ощутимый эффект дает и включение двух одинаковых резисторов {Ro на рис. 1-74, а) в эмиттерные цепн транзисторов. Их сопротивление не должно превышать значения

Омакс = Д^/вЭмаксЬ.

(1-224)

5-304

равенству напряжений U в начальной рабочей точке Малый разброс Uимеют сдвоенные транзисторы, выполненные на общей пластинке, в том числе в интегральных микросхемах, содержащих балансный входной каскад.

Симметричность параллельно-балансной схемы повышается также при увеличении сопротивления резистора Rz, для чего, однако, приходится повышать напряжение источника Ез.

Резко увеличить дифференциальное сопротивление в цепи общих электродов позволяет замена резистора R3 генератором постоянного тока, в роли которого используют дополнительный транзистор Тз (рис. 1-74, в). Рабочая точка этого транзистора, определяемая резисторами Rs, Rb и Ra, выбирается так, чтобы при высокой ее стабильности ток коллектора равнялся удвоенному значению желаемого тока эмиттера транзисторов Ti, Ti.

При усилении сигналов от высокоомных источников заметный вклад в результирующий дрейф нуля может внести входной ток усилительных приборов. Минимальными входными токами обладают каскады с биполярными транзисторами, поставленными в режим микротоков, или с полевыми транзисторами И те и другие отличаются также высоким входным сопротивлением. Входные каскады с полевыми транзисторами в описанном выше режиме нулевого температурного дрейфа могут выполняться по однотактиой схеме (рис. 1-75,а), причем, однако, может требоваться индивидуальная подстройка начальной рабочей точки. Такая подстройка обычно не нужна для параллельно-балансного каскада с полевыми транзисторами (рис. 1-75,6). Наиболее высокое входное сопротивление имеет каскад

К> О- Выход г

-О о-

ВыхаВ

Рис. 1-75 Схемы входных каскадов УПТ с полевыми транзисторами а - однотактная; б - параллельно балансная с общими истоками; в - параллельиобалаисиая с об-

щими стоками.

-О

Рис 1-76 Схемы подключения к параллельно-балансному каскаду несимметричных источников сигнала (а, в) и несимметричных нагрузок (б, в).

С полевыми транзисторами, включенными с общими стоками (балансный нетоковый повторитель, рис. 1-75, в). Однако такой каскад не дает усиления по напряжению и высокие требования к температурному дрейфу нули сохраняются для следующего каскада, в качестве которого может быть применен параллельно-балансный каскад с биполярными транзисторами.

Прн работе с несимметричным источником сигнала, одни полюс которого заземлен , сигнал подаю* на вход одного плеча параллельно-балансного каскада (рнс. 1-76, а), причем последний начинает работать подобно известной разновидности фазоинвертора (ср. с рнс. 1-58,6). В таком режиме для сохранения высокой симметрии противофазных составляющих токов, несущих усиливаемый сигнал, надо по возможности увеличивать сопротивление в цепн общих электродов Эту задачу обычно решают применением схемы с генератором тока (см. рнс. 1-74, в). Прн высокой идентичности пары транзисторов ко входу второго плеча можно присоединять резистор Ri с сопротивлением, равным внутреннему сопротивлению Rr источника сигнала При неравенстве коэффициентов усиления по току удается уменьшить составляющую дрейфа нуля, обусловленную температурной зависимостью входных токов транзисторов, путем специального подбора сопротивления Ri,

Прн работе на несимметричную нагрузку, в частности длн перехода к однотакт-ным схемам усилительных каскадов, выходной сигнал параллельно-балансного каркада снимают с одного плеча (рис. 1-76, б), прячем такую схему называют дифференциальным усилителем, поскольку он призван создавать выходной сигнал, соответствующий разности напряжений между его входами. У дифференциальных усилителей снижается эффект компенсации дрейфа, обусловленного колебаниями питающих напряжений, но синфазные составляющие дрейфа, порождаемые во входных цепях, ц том числе температурной зависимостью напряжений Uqq, продолжают компенсироваться и тем точнее, чем больше сопротирлечне Rs Нагружать второе плечо еопротивлеин-ем, эквивалентным нагрузочному, ие обязательно. Больше того, нэ цепи коллектора транзистора Гг можно исключить резистор Ri. Но для улучшения симметрии иногда заботятся о том, чтобы постоянные напряжения на коллекторах обоих транзисторов были одинаковыми

Применение балансных схем в УПТ оправдано даже в тех случаях, когда и источник сигнала и нагрузка иесимметрнчны (ср рис I 76, в с рис, 1-73,6). причем компенсация темрературной составляющей дрейфа нуля может оставаться практически такой же, как в режиме работы с симметричными источником сигнала и нагрузкой

В ряде случаев при работе дифференциального нлн параллельно-балансного усилителя от незаземленного источника наряду с полезным (разностным, нлн противофазным) сигналом на оба входа воздействует одинаковое (синфазное) напряжение, обусловленное, например, наводкой напряжения от сети переменного тока. По добный же сигнал общего уровня может присутствовать прн усилании разности напряжений между какими-то точками цепи, в которой действует постоянное напряжение. Идеальные усилители рассматриваемого класса не должны были бы реагировать на наличие синфазного сигнала Практически же полностью устранить реакцию балансных н дифференциальных усилителей на синфазный сигнал невозможно и их выходное напряжение в общем случае складывается нз двух составляющих, порожда емых противофазным ( ви- вхг) н синфазным (Ивх1+ вх2)/2 входными сигналами:

вых =-К- (MbxJ - вха) +

+ 0,5/С+( вх1+Иях2), (1-225)

где коэффициент пропорциональности К-имеет смысл обычного коэффициента усиления полезного сигнала по напряжению, а К+ характеризует нежелательное проникновение в нагрузку паразитного синфазного сигнала. Величины К- н К+ называют коэффициентами усиления соответственно противофазного (разностного) и синфазного (сигнала общего уровня) сигналов Качество УПТ, призванных работать при наличии значительных синфазных помех, ха рактернзует коэффициент подавления синфазного сигнала-

D = K~/K+. (1-226)

По определению коэффициенты К- и /С+ могут быть найдены из результатов испытаний УПТ

вых

вХ! Ивх2

2Цвых ВХ1 + вх2

при Mbxi4 Нвх2-= const;

(1-227)

при UbxI - вХ2 = const,

(1-228)

При строгой симметрии плеч усилителя, источника сигнала и нагрузки у балансного каскада

Kt-rTT--- (1-229)

l+SRo RH + 2Ri Л , = О и D -> а

(1-230)

а V дифференциального с симметричным источником сигнала

К^ = 0,5К-, (1-231)

Kl!==iQ,5RJRg; (1-232)

-----. (1-233)

Отклонение от строгой симметрии уменьшает усиление противофазного сигнала н увеличивает передачу в нагрузку синфазного сигнала, т е. снижает значение коэффициента D.

Особенностью балансных и Дифференциальных каскадов являетен нх разное входное сопротивление для противофазного (Rbx-) н синфазного (Rb+) сигналов. Без учета резисторов, которые могут шунтировать входную цепь (Ri на рис. 1-74, а н 1-76, б),

/?вх-

1+ S/?o

1 +S{Ro+2Rs) gax.

(1-234) (1-235)

и поскольку /?з>/?о, получается Rbx+>Rbx~. При несимметричном источнике сигнала, когда 8X2#- 1111, входное сопротивление по одному входу зависит от напряжения сигнала на другом входе.

Прн замене резистора генератором тока на транзисторе (см. рнс. 1-74, в) эквивалентное сопротивление, значение которого следует подставлять в ф-лы (1-232) - (1-235), составляет:

1 + Re/R

(1-236)

где Гк - сопротивление коллектора транзистора Гз и

R6 = Rbl\R,.

За дальнейшими подробностями о различных вариантах схем УПТ с йкпосред-ственной связью и методах их проектнровгь ния можно обратиться к [1, 5, 8]. В \5] содержатся также краткие описания УПТ в виде интегральных микросхем, а в [9] описан ряд практических схем УПТ, используемых в операционных усилителях.

Усилители постоянного тока с модуляцией

Для упрощения мероприятий по борьбе с дрейфом нуля и подавлению синфазной помехи, а также прн необходимости гальванической изоляции источника сигнала от общего провода усилителя нлн от нагрузки применяют УПТ с модуляцией и демодуляцией сигнала (УПТ-МДМ). Собственно усилителем У в таком устройстве (рис. 1-77) служит усилитель переменного тока, зачастую узкополосный, а на его входе устанавливается прерыватель нлн модулятор М, приводимый в действие вспомогательным генератором Г Мгновенное значение входного сигнала отображается на выходе модулятора амплитудой (пином импульса) переменного напряжении. Часто такой сигнал после усиления можно не-