Рис 1-50 Положение рабочей точки в режиме класса В на динамической характеристике усиления (а) н на выходных статических характеристиках (б - биполярного транзистора, в -полевого или

электронной лампы).

0,BJ7

Рис 1 51. Зависимости энергетических характеристик усилителя в режиме класса В от амплитуды выходного сигнала

работы каждого плеча постоянная составляющая тока /г, потребляемого усилительным прибором, а вместе с нею и расходуемая на питание мощность в отличие от режима класса А зависят от амплитуды усиливаемого сигнала. В отсутствие сигнала

ток покоя /г мал и расход мощности невелик:

(1-166)

По мере увеличения амплитуды сигнала пропорционально ей возрастают постоянная составляющая тока h и отбираемая от источника питания мощность:

(1-167)

Одновременно возрастает пропорционально квадрату амплитуды сигнала отдаваемая в нагрузку мощность:

Р - вы\

2т

(1-168)

Соответственно рассеиваемая усилительным прибором мощность составляет:

Р = Р

расе пнт

2т

(1-169)

При малых амплитудах hm она увеличивается линейно, при некоторой критической амплитуде

2ткр -

и

0,637

(1-170)

нэ н.э

достигает максимального значения

расе макс

:0.1

(1-171)

а далее начинает уменьшаться (рис. 1-51) и при максимально возможной амплитуде усиливаемого сигнала

Ul/Rl (1-172)

2тмакс

снижается до величины

расе m -г 2 + ( - 4

{иоу

sa 0,068

(1-173)

В ф-лах (1-166) - (1-173) величины, отмеченные штрихом, относятся к одному плечу двухтактной схемы, причем учтено, что амплитуда первой гармоники тока

/2т =0,5/,

Рис. 1-52. Работа усилителей в режимах классов ABi (а), ABi (б) и Вг (в).

Максимальная амплитуда усиливаемого сигнала может достигать значения (1-172) лишь при полном использовании напряжения источника £2, практически только

каскадах с биполярными транзисторами (см. рис. 1-50,6) В общем же случае (см. рис. 1-50, в) максимальная отдаваемая двухтактной схемой мощность составляет:

~ 2 К..

Из ф-л (1-171) и (1-174) вытекает ос-овиое условие выбора усилительных приборов для мощного двухтактного усилителя

режиме класса В:

Р;асс>0.2Рвых- ( -175)

Кроме режимов классов А и В приме-шюотся промежуточные режимы класса АВ, глнчагощиеся не столь малым начальным зшачением тока I2 , как в классе В, но тем е менее резко несимметричным располо-жсяием начальной рабочей точки на динамической характеристике усиления (рнс. 1-52,а). При эхом также обязательно двухтактное построение усилительного каскада. Экономичность питания в режимах класса ЖВ хуже, чем в режимах класса В, но не-шшаыё искажения несколько меньше, в оевбеииости при протяженном криволиней-ам начальном участке динамической харак-тики усиления. Рабочую точку выбира- ври напряжении t/j , отсекаемом спрям-динамической характеристикой на

В ламповых усилителях различают две рвзшовидиости режимов класса АВ АВ, - Сез сеточяых токов, как на рис. 1-52,0, и Jiti - с заходом в область сеточных токов fpac 1-52,6). В последнем случае можно штаг/чжтъ большую выходную мощность, но )сяохвлотся требования к предыдущему f, который оказывается нагруженным смфотивление входной цепи

усилителя с сеточными токами Среди электронных ламп, предназначаемых для мощных усилителей, имеются так называемые правые триоды, которые могут работать в режиме класса В без начального смещения {и^ = 0 ; причем на протяжении всей положительной полуволны входного напряжения проходит сеточный ток (рис. 1-52, в). Разновидность режима класса В с сеточными токами иногда называют режимом класса Bj.

Схемы мощных каскадов и фазоииверторов

В мощных оконечных каскадах отдают предпочтение трансформаторной и непосредственной связям с нагрузкой, причем первая позволяет исключить попадание постоянного тока в нагрузку и получить оптимальное значение Ru.a при произвольной величине сопротивления Rb, а вторая повышает к. п. д. и избавляет от громоздкого выходного трансформатора.

Однотактные схемы мощных каскадов ие отличаются от соответствующих схем малосигнальиыХГ каскадов. Непосредственная связь с нагрузкой обеспечивается включением последней в качестве сопротивления 4 в основных усилительных схемах (см. рис. 1-30 и 1-31) или в качестве Ri в схемах повторителей (см. рис. 1-41 - 1-43), причем надобность в конденсаторе Сз отпадает. При трансформаторной связи схемы мощных однотактиых каскадов совпадают с показанными на рис. 1-32. Для повышения экономичности цепей стабилизации рабочей точки в мощных транзисторных каскадах часто исключают обратную связь по току эмиттера (Лз=0), а в качестве резистора применяют температурио-чувствительный элемент (термореэистор, полупроводниковый двод) с ТКС, согласованным с темпе-ратурйой зависимостью напряжения £/33 транзистора.

Основные схемы двухтактных каскадов приведены на рнс. 1-53, 1-54 Обычно биполярные транзисторы включаются с общим эмиттером, полевые - с общим истоком, лампы - с общим катодом, причем достигается не только максимальное усиление по мощности, но также большое усиление по напряжению, что облегчает построение предокоиечного каскада. В транзисторных

Рис 1-53. Схема двухтактного каскада на биполярных транзисторах с трансформаторной связью

Рис 1 54 Схема лампового двухтактного каскада с трансформаторной связью

усилителях, как правило, применяется режим класса 6, а в Ламповых также АВ, и АВг. Ввиду того что в этих режимах постоянные составляющие токоВ в Цепях электродов усилительных приборов сильно зависят от амплитуды сигнала, обычные схемы получения смеЩекяя становится неудовлетворительными. Для то1 0 Чтобы напряжение смещений пе .зависело от постоянных составляющих токов входного и общего электродов, lienn этих электродов должны иметь малое сопротивление для постояйиого toKa. Часто применяют траисфорМаториуго связь с предшествующим каскадом, иак показано на рис I-S3, 1-S4, и исключают резистор автоматического смещения из цепн общего электрода, особенно в каскадах с режимом усилейня классов Вг и АВг В ламповых схемах начальное смещение можно создавать с помоШью отдельного низко-вольтною источника постоянного напряжения, а в транзисторных - с помощью Дели теля {Ri, Яг иа рйс. 1-63) с малым сопротивлением резистора, ВводимЫ'о в цепь баз:

С^б макс/б макс

(1-176)

Блокировать этот резистор конденсатором нецелесообразно Для повышений температурной стабильности яачалвйого значе-

ния тока коллектора в делитель R\, Rz иногда вводят температурно-чувствитель-иые элементы. Известна также схема с плавающим смешением , в которой начальная рабочая точка задается с помощью вспомогательного усилителя постоянного тока [8J.

Непосредственная связь с нагрузкой прн обычном построеинн двухтактных схем

Рис 1-55. Бестрансформаторные схемы двухтактных каскадов на биполярных транзисторах со структурами р-п р и п р-п

-ZEu

Рис. 1-.56 Схемы Двухтактных каскадов иа биполярных транзисторах одинаковой ctpyктypы без вЫхОДного трансформатора

0-2Е,

Рис. 1 57, Схема бестрансфорчаторного двухтактного каскада на биполярных транзисторах одинаковой структуры и фазоинвертора

возможна в редких случаях, когда нагрузка трехполюсиая симметричная, т е имеет вывод от средней точки, что позволяет включать Rit в схемы на рйс. 1-53, 1-54 вместо первичной обМотки выходного трайс-фо1зматора Tpj. Прн двухпЬЛюсйОМ нагрузочном сопротйЕЛейии бестрансформаторную (непосредственную или емкостную) связь позВоЛййт осуществлять специальные раз-HOBHAHocfh двухтактных схем, Аоказанйые й рис. 1-55- 1-57-

В схемах иа рис. 1-55 используются транзисторы с так называемой дополнительной симметрией, т. е. обладающие разной структурой (р-п-р и п-р-п), но сходными характеристиками. При этом отпадает также необходимость в двух проТивополяриых входных сигналах, т. к. транзистор структуры р-п-р реагирует увеличением входного тока на отрицательную полуволну напряжения на базе, а транзистор структуры п-р-п на положительную. В схемах иа рис. 1-55, а и б транзисторы включены с общим коллектором, т. е как эмиттерные повторители, в связи с чем для полной раскачки каскада требуется входной сигнал с амплитудой, равной Б„.

На рис 1-55, А благодаря построению предокоиечного касиада по двухтактной схеме На транзисторах с дополнительной симметрией получена возможность включения транзисторов с общим эмиттером в обонх каскадах. Делитель нз четырех резисторов, показанный на рис. 1-55,6, позволяет задать малое начальное смещение на базы и тем самым уменьшить нелинейные искажения в области близких к нулю мгновенных значений напряжения входного сигнала

В схемах на рис 1-56 используются однотипные транзисторы в обоих плечах, ио Требуется входной трансформатор. На рис.

1-57 приведена распространенная бестрансформаторная схема двухтактного каскада иа одинаковых транзисторах Ti, Га вместе со специальным фазоинвертнрующим каскадом на транзисторах Га, Гз, допускающим переход от малосигнального каскада Г1 к двухтактному без входного трансформатора. Полупроводникоиый диод Д, включенный в прямом направлении, задает начальное смещение на базы транзисторов Tt, Ts и Ts Транзистор Гз фазоннверторного каскада включен в цепи сигнала по схеме эмиттерного повторителя, а транзистор Гг как усилитель с общим эмиттером. Равенство усилений обоих плеч схемы обеспечивается стопроцентной отрицательной обратной связью по напряжению, которое вводится с нагрузочного сопротивления в цепи эмиттеров транзисторов Тз и Гз. Таким образом, входной (на транзисторе Г ) каскад должен развивать напряжение выходного сигнала с амплитудой, близкой К Ёк.

Для возбуждения обычных двухтактных схем (см рис 1-53 и 1-54) вместо входного трансформатора Tpi также могут применяться фазоинверторы, распространенные схемы которых показаны иа рИс. 1-58 и 1-59. Простейшие схемы (рис. 1-58, а и 1-59, а) представляют собой каскады с расщепленной нагрузкой. Их можно рас-

Рис I 58 Схемы фазоииверторов с биполярными транзисторами.

HI-О Вых.1

-{[-овыхг.

-\~овых.г

±

1 , О+Еа

/f- ч л Л

П±1

-OBbix.f -О Вых.2

Рис. 1-59. Схемы ламповых фазоииверторов.

сматривать как каскады-првторители по отношению к выходу 2 и как усилители с общим эмиттером или общим катодом по отношению к выходу 1 с глубокой отрицательной обратной связью за счет сопротивления Rs. К сожалению, равенство сопротивлений йз=й4 (или, точнее, для схемы с биполярным транзистором RshtmX y.Ri) гарантирует равенство выходных сигналов только при условии, что Rj, Rjj > R, т к выходные сопротивления по коллекторному (анодному) и по эмиттерному

Рис 1-60 Схема резистивно-емкостиой связи транзисторов мощного каскада с фазоинвертором

(катодному) выходам резко отличаются. Условие равенства R = R хорошо выполняется в ламповых схемах, когда в мощном двухтактном каскаде используется режим усиления без сеточных токов (А, ABi), а в транзисторных схемах, только когда токи баз в двухтактном каскаде значительно меньше коллекторного тока транзистора в фазоииверторе

Лучшей симметрией обладают фазоин-верторы с одинаковым построением выходных цепей, требующие применения двух усилительных приборов. Таковы фазоинвер-торы с эмиттерной связью (рис 1-58, б, в), с катодной связью (рис. 1-59,6) и самобалансирующийся (рис 1-59, в).

Действие фазоинверторов, схемы которых приведены на рис. 1-58,6 и 1-59,6, основано на том, что благодаря глубокой отрицательной обратной свдзи, создаваемой резистором Ra, суммарный ток эмиттеров (катодов) обоих триодов остается почти постоянным, поэтому входной сигнал вызывает противоположные, практически равные изменения токов связанных таким способом усилительных приборов. При расчете цепей смещения этих схем следует учитывать, что через резистор проходят токи двух приборов и, следовательно, его сопротивление надо выбирать вдвое меньше расчетного для обычного каскада с одним транзистором (лампой).

В схеме на рис. 1-58, в токи эмиттеров обоих транзисторов всегда равны друг другу, но благодаря различной структуре транзисторов (Т'- п-р-п, Т - р-п-р) полярности напряжений сигналов на Их коллекторах получаются противоположными.

Самобалансирующийся ламповый фазо-инвертор (рис. 1-59, в) обеспечивает равенство амплитуд выходных сигналов вследствие глубокой обратной связи по напряжению, которой охвачен каскад иа правом по схеме триоде, причем его коэффициент усиления К~-5/5 Обычно выбирают R = 11 = = 0,1-0,5 МОм.

При резистивно-емкостиой связи фазоинверторов с двухтактными каскадами на биполярных транзисторах нелинейный характер входного сопротивления последних может приводить к сдвигу их рабочих точек в область отсечки Для предотвращения этого явления, вызывающего сильные нелинейные искажения, входные цепи двухтактных каскадов линеаризуют введением диодов, которые включаются в противоположном эмиттерным переходам направлении (рис. 1-60).

Расчет одиотактиого каскада

Соотношение (1-165) позволяет выбрать тип усилительного прибора для одиотактиого каскада по желаемой величине выходной мощности Рвыхмакс. Значение последней при непосредственном включении нагрузки в цепь выходного электрода усилительного прибора совпадает с мощностью Ян, отдаваемой в нагрузку, а нри трансформаторной связи должно превышать величину Рд иаЮ-20% с учетом к. п. д. т]2 выходного трансформатора

Рвых = Рн/т12. (1-177)

На семействе выходных статических характеристик выбранного усилительного прибора отыскивают подходящие положения линии нагрузки MN для переменного тока и начальной рабочей точки 0. Для получения нужной выходной мощности площадь прямоугольного треугольника (заштрихованного иа рис 1-61), длина гипотенузы которого а-б соответствует удвоенной амплитуде (размаху) входного сигнала, должна составлять:

и2макс - гмин) (гмакс - Uгмин) = 8Рвых.

(1-178)

а начальная рабочая точка О - располагаться на пересечении линии MN со статической характеристикой для напряжения (/J (тока /J ), являющегося среднеарифметическим t/iMaKC и i/lMHH (/шако И /шин).

Помимо того, при выборе линии нагрузки MN и начальной рабочей точки можно удовлетворить требование малых нелинейных искажений (Оа=06), подобрать режим

с желаемым значением £/3 в начальной рабочей точке (или обычно близкого к нему напряжения £2 источника питания выходной цепи), а также проверить пригодность выбранного типа усилительного прибора по максимально допустимым значениям Ярасс, С/змакс, /гмако В коикретиом режиме.

О игш, ul E2-U0 игмакс

гмакс ~

О

Рис. 1-6! Положение линий нагрузки и рабочей точки для мощных однотактиых каскадов при трансформаторной (о) н непосредственной (б) связях с нагрузочным сопротивлением

При трансформаторной связи с нагруз-жой сопротивление провода первичной обмотки трансформатора обычно мало (ri< <Явя), так что падением постоянного на-ряжения на нем можно пренебречь Если ж тому же отсутствует резистор автоматического смещения в цепи общего электрода (l?j на рис 1-32) или падение напряжения на ием £/о<£2 (в ламповых схемах), то

Е^ и можно пользоваться прибли-

кенными соотношениями: Ejb

22>

2£2.

(1-179) (1-180)

расе Цзмакс

При выборе линии нагрузки MN для каскада с трансформаторной связью допустимо произвольно выбирать как ее наклон, так и опорную точку (например, начальную 0), через которую она проходит. По наклону подобранной линии MN определяют соответствующее эквивалентное сопротивление нагрузки

, (1-181)

А/а Jmn

жоторое реализуется при заданном сопротивлении нагрузки Rb применением выходного трансформатора Грг с коэффициентом трансформации

-, / /?н 2 = --= V-, (1-182)

1 Г /?ИэТ12

где wi, wn - числа витков первичной и вторичной обмоток.

При непосредственном включении в цепь выходного электрода нагрузки, обладающей одинаковым для постоянного и переменного токов сопротивлением Rb, линия MN совпадает с линией нагрузки по постоянному току PQ (рис. 1-6 ,б), причем ее наклон фиксирован значением Rb

А/а

А^а JPQ Rn

(1-183)

а можно произвольно выбирать лишь точку М на оси абсцисс (Ei-Ua нлн £3), из кото-

рой она исходит, и начальную рабочую точку 0. При этом

Ррасс=2/°: (1-184)

/амакс ~ £2- (1-185)

Положение начальной рабочей точки О на линии MN определяет необходимое смещение £/? или /] , а точек а и б -размах входного сигнала (£/1мако-C/imbh) =21/1

Рис. 1-62. Построение входной динамической характеристики усилительного прибора.

или (ViMaKO-/шин) =2/im. Для каскада с полевым транзистором или электронной лампой достаточно выбрать схему подачи смещении U° на входной электрод и рассчитать ее (стр. 26), а при определении требований к предшествующему каскаду учесть необходимую амплитуду входного сигнала. Нелинейные искажения определяются по методу пяти ординат (стр. 54) с помощью семейства выходных статических характеристик.

В случае каскада с биполярным транзистором для определения входного сопротивления и нелинейных искажений дополнительно требуется семейство входных стати-

ческих характеристик, с помощью которого строится входная динамическая характеристика (рис 1-62). Последнюю получают, соединяя плавной кривой точки, соответствующие тем сочетаниям значений и 1[ [или и\ ] которые предопределены положением тинии нагрузки MN иа семействе выходных статических характеристик (ср рис 1-33 с рнс 1-62). Поскольку входные статические характеристики биполярных транзисторов при разных значениях напряжения на кол;)екторе Uk проходят очень близко друг к Другу, часто в качестве динамической входной характеристики прииима-)от статическую для произвольного значения Uk в пределах активной области Входная динамическая характеристика позволяет связать размах входного тока (/шакс- -/тин) с соответствующим ему размахом

входного ПаПрЯЖеиИИ (У iMaKc-UlMnn) и,

приравняв их к удвоенным значениям амплитуд, найти входное сопротивление усилительного прибора

р 1чакс - f-/iMHH ,

<влср- . (1 lob)

iMaKC 1МИН

В.ходиая мощность составпяет.

Uim hm

и

1мпн; (/iMaKO - f Imhh) .

(1-187)

Пример 4. Рассчитать выходную цепь каскада с биподирным транзистором при трансформаторной связи с Я = 0,3 Вт, /?н=10 Ом; £ =12 В

Решение Примем кпд трансформатора Т1 = 0,8 и коэффициент использования коллекторного напряжения = 0.95 По флам (1 165) и (1-177) иакдем

Явых-= 0,3/0,8 =0,38 Вт;

Ярасс = 2Явых/=-2-0,38/0,952- 0,84 Вт.

С учетом соотношения (1-180) (/кмян( 24 В Выберем германиевый транзистор типа ГТ703В. для которою КЭ.макс30 В И /расс макс = 1,6 Вт без теплоотвода

Ввиду малости значения /гмип в каскаде с биполярным транзисгором посчитаем

а величину (С/змякр-Угмпи)-гбгт в ф-ле (1-178) заменим величиной 2£к Тогда найдем

4-0,38 0,95-12

tsiO,134 А

и в начальной рабочей точке /д -0,07, А Необходимое лквивалентиое сопротивление

нагрузки найдем из ф-лы (1-181), подставив в нее

при

At/2.-.2(/2=2g£K,

/? з=:?£ °=г0,95-12/0,07 - 163 Ом. Согласно (1-182)

= 0,088

163 0,8

Нелинейные искажения обычно опреде-тяются по методу пяти ординат, позволяющему рассчитать коэффициенты гармоник вплоть до четвертой Для этого надо найти значения тока /г выходного электрода усилительного прибора, соответствующие амплитудам входного сигнала (/амдвс /гмив) И половинам амплитуды (г'Г)-Тогда

Л'г2 =

Змакс

2 (/амакс /гчин)

(1-188)

2мии

-2 1/Г

3 (/амакс - /амин)

(1-189)

/Сг4 =

/2макс-И2ми -4(/Г-/:) + 6/°

6 (/2макс /2мни)

(1-190)

и суммарный коэффициент нелинейных искажений

К,У KU+KU-tKIa- (1-191)

Нелинейность усилительного прибора приводит также к изменению постоянной составляющей тока при изменении амплитуды усиливаемого сигнала-

А/?*Х12макс-4/2м„ + 2/;4-2/Г-

(1-192)

Для каскадов с потевыми транзисторами или электронными лампами, работающими без сеточных токов необходимые для расчетов по ф-лам (1-188) - (1-192) значения тока /а определяют с помощью семейства выходных статических характеристик с нанесенной иа него линией нагрузки (см рнс 1-33) Если же в каскаде используется усилительный прибор с существенным и нелинейно зависящим от входного напряжения током входного электрода, например биполярный транзистор, то могут возникать дополнительные искажения усиливаемого сигнала во входной цепи Ими можно пренебречь в двух случаях: 1) когда параметром семейства выходных статических ха-

MOmHiJE КАСКАДЫ

рактернстик служит ток h и сопротивление ffr., эквивалентного генератора, возбуждающего каскад, намного превышает входное оапротивление усилительного прибора Rbx, шли 2) когда параметром семейства выходных статических характеристик служит на- фяжение U, и /?гэ<Лвх Величина Rr яв-шгется сопротивлением переменному току сей схемы, присоедннениой ко входным зажимам уснлнтел11Ного прибора Так, для схемы на рнс 1-30 /?г 3= rl/?ill/?2, для схемы иа рчс 1-32 /?г.э= К+п< где Rr- пересчитанное ко вторичной обмотке трансформатора Tpi внутреннее сопротивление сточника сигнала Rr, а гц - сопротивление идювода вторичной обмотки Tpi В случаях, когда величина Rr я соизмерима с входным сопротивлением усилительного прибора значения тока h, подставляемые в флы 11-188) - (1-192), должны определяться по jmaMH4ecKoft характеристике уснлення каскада. Последняя в отличие от аналогичной карактернстики усилительного прибора (см. рнс 1-33, слева) выражает зависимость то-ка /з в цепи нагрузки от э д с Ег , эквивалентного генератора входного сигнала Для получения характеристики h = НЕг.я) сначала строят, как это уже было описано (см. рнс 1-62), входную динамическую характеристику Ii = f(Ui). Такая характеристика воспроизведена вновь иа рнс 1-63 как fi(Ui) Далее через точку на оси /i, соответствующую начальной рабочей точке, проводят вспомогательную прямую А В под углом

А/, I

-тут- -, (М9.3)

At/i Iab Rr э

которая выражает зависимость внутреннего падения напряжения в эквивалентном генераторе входного сигнала от входного тока усилительного прибора Наконец, складывая с учетом знаков абсциссы точек ли НИИ IilUi) и АВ, получают динамическую входную характеристику каскада /] = =f(Era) Технику построения последней иа рнс 1-63 иллюстрируют стрелки di, rfa иа примере двух точек

Динамическая входная характеристика каскада и=1(Ет.а) совместно с динамической характеристикой усиления усилительного прибора h=f{fi) позволяет найти зависимость выходного тока In от э. д. с Ег l и, таким образом, построить искомую дн иамйческуго характеристику усиления каскада h=f(Er.a). Техника такого построения иа примере одной точки, обозначенной светлым кружком, показана на рнс. 1-64

Если динамическая характеристика усиления усилительного прибора получена в форме h=j(Ut), то ее также можно перестроить в искомую характеристику /2 = = {£г.я), переходя с помощью характеристик Ii = f{Ui) и /1 = /(£гэ) от значений Ui к соответствующим значениям Яг э, как это показано па рнс 1-63 стрелкаЛ р, q, г.

С помощью динамической характери-

стики усиления каскада находят крайние значения эквивалентной э. д с. Ег .н кб и Яг,э.кия по максимальному /гка^с и минимальному /гмин значениям выходного това Разделив отрезок оси Яг э, заключенный между точками Я, э макс и Яг.а.мвя. на 4 равные ччсти определяют три промежуточных значения выходного тока l\,l\ и 1,

которые и подст<1Вляются в ф-лы (1-188) -г-(1-192).

О fra и,

Рис I 03, Построение входной динамической характеристики усилительного каскада

Рнс I 64 Построение динамической xepjnstepH-стикн усиления каска^а ПРИ наличии тоца в цепн входного электрода.

Описанная методика не учитывает конкретного соотношения сопротивлений входной цепи для постоянного и переменного токов, от которого зависит величина сдвига начальной рабочей точки под действием сигнала. Однако обусловленные этим погрешности невелики, а техника расчета значительно упрощается.

В мощных каскадах с биполярными транзисторами вследствие уменьшении коэффициента передачи тока hx при больших токах нелинейности входной и выходной цепей могут иметь противоположный характер и при соответствующем выборе величины Rn в значительной мере компенсируют друг друга У полевых транзисторов

и ламп-пентодов уменьшить нелинейные искажения удается выбором такого значения Rb э, при котором верхняя часть рабочего отрезка линии нагрузки MN слегка заходит в область спадающих участков выходных статических характеристик (при равенстве отрезков Оа и Об на рис. 1-61).

Частотные искажения в мощных одио-тактных каскадах имеют те же причины, что и в малосигнальных с аналогичной схемой (стр 36).

Поскольку эквивалентное сопротивление нагрузки мощного усилителя невелико, шунтирующим влиянием паразитных емкостей в выходной цепи можно пренебречь. Ввиду низких значений предельной частоты передачи тока f мощных транзисторов (5-25 кГц) часто верхняя граничная частота каскада fs определяется транзистором. Соответствующуто высокочастотную постоянную времени (1-123) удобно записать в форме

Rr.+ Rn

(1-194)

где /?вх -входное сопротивление транзистора. Величина Гв уменьшается при /?рэ< <;х.

Для удовлетворения требований к искажениям на нижней частоте при трансформаторной связи с нагрузкой индуктивность первичной обмотки выходного трансформатора определяется из уравнения

Учитывать в этой ф-ле сомножитель i+RBagBux целесообразно только для ламповых каскадов на триодах или для каскадов-повторителей, причем двых определяется по ф-ле (1-140).

Расчет двухтактного каскада в режиме класса В

Предварительный выбор усилительного прибора осуществляется с помощью ф-лы (1-175), причем в случае трансформаторной связи с нагрузкой значение Роышако определяется по ф-ле (1-177).

Для расчета двухтактного каскада в режиме класса В линию нагрузки MN следует проводить не через начальную рабочую точку О усилительного прибора, как на рис. 1-50, а через точку UzEz на оси Uz (рис. 1-65), поскольку разность токов двух плеч в этой точке равна нулю. Угол наклона линии MN определяется той же ф-лой (1-181), что и для одиотактных каскадов, если под Rb э подразумевать приведенное к одному

этом выходная мощность двухтактного каскада соответствует половине площади заштрихованного на рис. 1-65 треугольника-

мако (Ei - Уамнн) = 2Рвь.х. (1 195)

При любой схеме двухтактного каскада и указанных на рис. 1-53- 1-57 обозначениях напряжений источников питания максимальное напряжение на выходном электроде усилительного прибора превышает величину Яг во время полупериода, усиливаемого другим плечом (рис. 1-65):

/2макс = Я2(1 + 1)~2£2. (1-196)

Максимальный импульс тока составляет:

2mtua -

О Ui

Рис. 1-65 Положение линии нагрузки для двухтактного каскада в режиме класса В.

Рис 1-66 Определение величин, используемых для расчета входной цепи в режиме класса В.

В бестрансформаторных схемах (рис. 1-55-1-57)/?ц э =так что наклон линии нагрузки задан и можно варьировать лишь значение Яг, которое для получения требуемой мощности Рвы% должно составлять;

W 2вь,х^;.э- (1->98)

при наличии выходного трансформатора можно выбирать как положение точки М на оси U2, так и наклон линии нагрузки MN с учетом дополнительных требований, в частности допустимого значения £/гмакс или /гмако, нелинейных искажений, которые

*альиы при Мв==бв, где в - точка пересечения линией MN статической характеристики для напряжения (тока /,), цмвного среднеарифметическому и^лке и of (Лиакс и ?) Выбранный наклон линии MN реализуется сопротивлением/? ,э, которое рассчитывается по ф-ле (1-181), причем, принимая AUj=£2-Угнав и Д/2 = =/ жа о, имеем:

(1-199)

и э ~ 22макс

Коэффициент трансформации выходио-т трансформатора в расчете иа одно плечо аиределяется по ф-ле (1-182), если подставляется=/? .э, а в качестве Wi - число витков первичной обмотки, введенное в каждое плечо.

Пример 5. Рассчитать выходную цепь двухтактного каскада иа биполярных транзисторах в режиме класса В при траисфор-миториой связи с нагрузкой и тех же ис-аоаных данных, что в примере 4: Рв = =0,3 Вт; /?н=10 Ом; Я„=12 В.

Решение Принимая g=0,95 и Ti2=0,8, еягласио (1-177), (1-175), (1-196) и (1-197) и:

Явых = 0,3/0,8 = 0,38 Вт;

/g2 = 0,2.0.38/0.952 =

= 0,084 Вт; £/,.. .=2.12 = 24 8:

2-0,38

расс>0.2Рз х,

Кмакс 2Явых

Кмакс

= 0.07 А.

Як 0,95-12 Пренебрегая малым начальным током

находим максимальное зиаче-

жте постоянных составляющих токов кол-лежтора и эмиттера:

Эср

: 70/я и 22 мА.

На основании этих даииых выбираем маломощные германиевые транзисторы типа МП40А, для которых Якор.Макс =

= 150 мВт; 6кма.,с=30 В; /кяакс = 150 мА;

Эср иакс

=40 мА.

Согласно (1-199)

3 = 0,95-12/0,07= 163 Ом,

а коэффициент трансформации на одно плечо (1-182)

163-0,8

= 0,088.

Для определения входного сопротивления биполярных транзисторов или электронных ламп, используемых в режиме с сеточными токами (В2, АВ2), необходимы входные характеристики, с помощью которых можно связать соответствующие мак-сима.1ьному значению выходного тока /2ЮС импульс входного тока /шшв с амп-

литудой входного напряжении i/im= ~1макс~У? (рис. 1-66). при прохождении входного тока в течение полупериода усиливаемого колебания (каскад с биполярными транзисторами или ламповый каскад иа правых триодах), спрямляя входную характеристику, как показано на рнс. 1-66, считают:

Rsx..p = 2 (£/, ако - /Лыакс; (1-200)

Рвх -

где /?вх.ср относится к усилительному прибору одного плеча, а Рвх - к обоим плечам. При наличии во входной цепи резисторов полная входная мощность каскада больще значения Рвх (1-201) иа величину потерь мощности входного сигнала в этих резисторах.

В ламповых усилителях сеточный ток может возникать иа интервале, меньшем полупериода (см. рис. 1-52,6). При этом среднее за полупериод значение входного сопротивления возрастает по сравиеиню с (1-200), а входная мощность уменьшается в сравнении с (1-201). Однако во избежание роста нелинейных искажений во входной цепи при расчете предшествующего каскада следует ориентироваться иа значения

/?вхсрвх> выражаемые ф-лами (1-200), (1-201).

Нелинейные искажения, вносимые двухтактным каскадом при строгой симметрии плеч, заключаются в появлении только нечетных гармоник, причем

2макс 2

(1-202)

где ток /2 соответствует половине амплитуды входного сигнала.

При асимметрии плеч типа

2мако 2 , , -= 1+,

2мако 2

(1-203)

где одним и двумя штрихами отмечены соответствующие токи усилительных приборов одного и другого плеча, в режиме класса В появляется зависящая от амплитуды усиливаемого сигнала постоянная составляющая тока, подмагиичивающая выходной трансформатор в схемах иа рис. 1-53, 1-54:

= 4 (/2 акс + 2/*2 - 6/) (1 -204)

И составляющие четных гармоник Зи

Кт2 =

2иакс - 2/2

Кт1 =

4(2 + ) /2 зкс+/; 2маке-4/:+6/2

(1-205)

(1-206)