Более высокими показателями обладают ПНК, построенные по принципу цифровой следящей системы. Структура такого/ преобразователя показана на рис. 4-1,80. В состав преобразователя входят: преобразователь код - напряжение (ПНК), реверсивный счетчик (СТ2), компаратор (К) и генератор тактовых импульсов (ТИ).

Пусть перед началом преобразования реверсивный счетчик находился в нулевом состоянии, а преобразуемое напряжение ы, отлично от нуля. Тогда сигнал, вырабатываемый компаратором, подключает счетные импульсы ТИ к суммирующему входу счетчика и показания его будут увеличиваться. ПИК преобразует код, снимаемый с выхода счетчика, в ступенчато изменяющееся эталонное напряжеине Ua. В момент, когда Ua>Uf, компаратор подключает импульсы ТИ к вычитающему входу счетчика, его показания уменьшаются и эталонное напряжение становится меньше преобразуемого. В силу этого обстоятельства импульсы ГИ вновь подаются к суммирующему входу счетчика. Таким образом, ПНК непрерывно отслеживает изменение входного напряжения.

Так как за период следования тактовых импульсов показания счетчика могут изменяться только на единицу, что соответствует шагу квантования, то для правильной работы даниого преобразователя необходимо выполнить условие

at макс

это условие (из рассуждений, аналогичных использованным выше) приводится к виду

f, = i /Т, > 2 +=Д/ = 4Л?Л/. (4-224)

Основным типом преобразователя для кодирования непрерывных сигналов напряжения являются ПНК с поразрядным сравнением (рис. 4-181). В его состав входят основные узлы:

схема управления преобразователем, включающая распределительное устройство

(РУ):

преобразователь код - напряжение (ПКН);

компаратор (К) и регистр числа.

Схема управления преобразователем вырабатывает нужные для кодирования импульсы и потенциалы и распределяет нх между другими узлами. Регистр служит для запоминания кода преобразуемого сигнала и для управления ПНК, который образует эталонное напряжение, пропорциональное числу в регистре. Компаратор предназначен для выдачи сигнала, который используется для переключения разрядов регистра последовательно, начиная со старшего разряда.

ПИК с поразрядным сравиевием работает следующим образом. В первом такте после запуска преоЬразователя импульсом с выхода / РУ триггер старшего раз-

ряда устанавливается в единичное состояние. Прн этом эталонное напряжение ы на выходе ПКН составляет половину максимального значения. Компаратор сравнивает преобразуемое иапряженне и с эталонным и выдает результат в виде единичного или нулевого сигнала. Если Ua>Ux, то иа выходе вырабатывается единичный сигнал И в следующем такте импульсом с выхода 2 РУ единица в старшем разряде сни-

ПКН

Код

20 2 гг £112

Рис. 4-180. ПНК следящего типа.

пнн

Рис. 4-181. ПНК с поразрядным сравнением.

мается. Если же Ыэ<и*, то единица в старшем разряде остается (рнс. 4-182). Независимо от результата в предыдущем такте в каждом следующем такте в очередной разряд регистра записывается единица. В результате анализа, разности Ua-u, в данном такте эта единица илн остается в регистре, или сбрасывается импульсом с распределительного устройства в следующем такте. Таким образом, в конце последнего такта в регистре числа образуется кодовая комбинация, соответствующая величине входного напряжения. Для случая, изображенного на рнс. 4-180, в результате преобразования будет получена кодовая комбинация 101.

Время преобразования в ПНК с поразрядным сравнением ие зависит от входного напряжения и определяется соотношением

(4-225)

С таким темпом получаются кодовые комбинации на выходе преобразователя. Из теорнн дискретных сигналов известно.

YXm ЦИФРОВЫХ УСТРОЯСТВ

что интервал дискретизации по времени должен удовлетворять условию Тпр^ 1/2Д/. С учетом этого из (4-225) следует, что

Fj = 1 /Гт > 2пД/ = 2Д/ loga N, (4-226)

Кодирующий преобразователь с поразрядным сравнением имеет существенное преимущество по быстродействию сравнительно с ПНК, рассмотренными выше.

, id

.1 I а.

1П

-т

-100 -011

-010 -001

Разряды ЫтаятЯЛтактЗ-итант VtZ такт

Рис. 4-182. Временнйе диаграммы, поясняющие работу ГШК с поразрядным сравнением.

На Практике приходится иметь дело с снгиаламн со значительно меньшей шириной спектра, чем это следует из (4-226). В этом случае ПНК можно использовать для преобразования ряда непрерывных сигналов, для чего в его состав вводится коммутатор непрерывных величии (КНВ). Он служит для автоматического подключения датчиков к преобразователю. Так как при М каналах интервал днскретизацин возрастает в М раз, то должно удовлетворяться соотношение

2Д/ logj

Наибольшим быстродействием характеризуются ПНК считывающего типа, в ко-

торых преобразуемое напряжение з оюн такт сравнивается с полной шкалой эталонных напряжений. Для построения таких ПНК требуется ЛГ-1 компараторов, ввиду чего их целесообразно применять при малом числе уровней квантования.

Рассмотрим схему ПНК считывайщио типа иа восемь уровней (рис. 4-183). В его состав входят датчик эталонных напряжений в виде делителя /?i-Rj, компараторы Ki-K? (по числу уровней) и схема кодирования. При подаче иа вход ПНК напряжения Uc иа выходах компараторов появляются сигналы хи причем

<

1 при Ux > Usti

о при Ux < u,j. .

Сигналы с выходов компараторов подаются иа кодирующую схему, на выходе которой получается числовой код входного напряжения. Работа ПНК описывается системой п переключательных функций

1 ~ h О'

1 = 0, 1,..., п-1.

При Л^=8 достаточно иметь в кодовой комбинации три разряда, чему соответствуют 3 ф-цин уи Не останавливаясь иа минимизации ф-ций Уи отметим, что при минимизации надо учитывать следующие свойства конъюнкций аргументов хс

Xii---Xi - Xi ;

i+i

X

= X,

в результате при п=3 для yt получаются выражения:

г/2 = Xi, yt = Xaxi V xe;

Уо = XiXa V X,Xi V XeXe V X,:

По этим выражениял построены преобразователь, изображенный на рис. 4-183. Повышение быстродействия достигается здесь благодаря применению структурной

снг=а

lf Ду р5 \Xs \Х7

h НШп H3i tSr адт УЗп

1ь

Ряс. 4-183. ПНК считывающего типа.

избыточности. Так, если в ПНК поразрядного сравнения преобразование входного сигнала в -разрядный код производится за п тактов с помощью одного компаратора, то в ПНК считывающего типа преобразование производится за одни такт, но с помощью 2 -1 компараторов. Между этими крайними возможностями существует возможность построения ПНК с числом компараторов между 1 и 2 -1, в которых в каждом такте определяются значения нескольких разрядов г< .

Принципы построения кодирующих преобразователей других типов рассматриваются в [23].

Преобразователи частота-код> и время-код . Для получения числового кода измеряемой частоты широко применяются схемы, построенные на основе двоичных счетчиков. Принцип работы изображенной на рнс 4-184 схемы заключается в подсчете счетчиком CT2i импульсов в течение определенного времени, задаваемого счетчиком СТ22. Схема запускается импульсом запроса ui, длительность которого превышает период следования импульсов эталонной частоты, вследствие чего очередным тактовым импульсом ТИ эталонной частоты fa триггер Т переводится в единичное состояние и счетчики CT2i и CTj начинают одновременно счет импульсов измеряемой fx и эталонной fa частот. По истечении установленного интервала То счетчик СТ2г приходит в нулевое состояние, формируя прн этом импульс Ы2, прекращающий счет импульсов. После этого со счетчика CT2i счнтывается код, числовое значение которого пропорционально fx.

Точность измерения частоты определяется временем преобразования. Действительно, если бы в течение времени преобразования То укладывалось целое число , периодов измеряемой частоты, то /1 = -NxlTo. Однако прн подсчете числа импульсов возможна ошибка в одни импульс связанная со случайным положением импульсов запроса по отношению к импульсам преобразуемого сигнала. Таким образом, значение кода измеряемой частоты

IX fl IX - т

о о

Следовательно, абсолютная погрешность измерения

Ц = ±\1Т^, (4-227)

что согласуется с выводами теорнн оценки параметров. Относительная погрешность преобразования частоты в код

Из (4-228) видно, что прн измерении низких частот с малой относительной погрешностью время преобразования То= = l/(/i6/) может оказаться слишком большим.-

При кодировании низких частот целесообразно применять способ, основанный на подсчете числа периодов эталонной частоты, укладывающихся в одном периоде измеряемой частоты. В результате иа счетчике получается код, пропорциональный периоду Тх кодируемого частотного сигнала. Затем по коду в счетчике, как по адресу, отыскивается соответствующая ячейка памяти в постоянном запоминающем устройстве (ПЗУ), где хранятся необходимые числовые эквиваленты измеряемых частот (принципы построения ПЗУ описаны в разделе, посвященном ЦВМ).

Ной частоты

гог1 гг

CT2i

Рис. 4-184. Преобразователь частота - код .

Имп. запросЛц

Код

стг

ПЗУ

Имп. ответа

Рис. 4-185. Преобразователь частота - код для кодирования низких частот.

В состав кодирующего преобразования, построенного по этому принципу, входят следующие узлы (рнс. 4-185): триггеры управления Г, и Tj со своими схемами Ml-Из, двоичный счетчик эталонных импульсов СГ2 и постоянное запоминающее устройство.

В исходном положении триггеры Ti и Tj и счетчик находятся в нулевом состоянии. При поступлении импульса запроса триггер Ti устанавливается в единичное состояние, открывая тем самым схему Hi. В результате очередной нмпульс кодируемого сигнала Ux, следующий за импульсом запроса, через схему Hi поступит на счетный вход триггера Tj и также переведет его в единичное состояние, после чего импульсы ТИ эталонной частоты fa начинают поступать иа счетчик. Прн приходе следующего импульса кодируемого сигнала триггер Tj переходит в нулевое состояние, схема Яа закрывается и счет эталонных нм-

пульсов прекращается. При этом в счетчике остается код, эквивалентный временному интервалу между импульсами, т. е. эквивалентный периоду кодируемого сигнала. Этот же импульс пройдя через элемент задержки Ti и схему Из, поступает на входы установки нуля триггеров Ti и Т^, а также на схему выдачи кода из ПЗУ. После этого счетчик также устанавливается в нулевое состояние и вырабатывается ответный импульс, сигнализирующий о готовности преобразователя к новому циклу преобразования.

Время преобразования в рассматриваемом преобразователе равно длительности периода кодируемого сигнала плюс время ожидания первого импульса, составляющее в среднем полупериод.

Из-за несинхронности импульсов кодируемого сигнала и импульсов эталонной частоты записанное в счетчике число определяется соотношением

Тэ fx

Следовательно, измеренное значение частоты

МТэ

Так как fafx, то

fsfx

f>fxfVfs-

Отсюда следует, что абсолютное значение погрешности

f=f:-fx=fins

уменьшается с увеличением fa.

В преобразователях свремя - код обычно используется метод подсчета эталонных отрезков времени за измеряемый временной интервал. Упрощенная схема такого преобразователя приведена на рис. 4-186. Импульс начала отсчета вре-меннбго интервала щ поступает иа схему пуска преобразователя, состоящую из триггера Т и схемы И. Под воздействием импульса и, триггер переходит в единичное состояние, разрешая тем самым проход через схему И на счетчяк СТ2 импульсов эталонной частоты fa. Импульс конца времен-нбго интервала Ыг возвращает триггер в нулевое состояние, подсчет импульсов прекращается, в результате чего в счетчике Оказывается записанным число, пропорциональное времени между импульсами Ui и 2-В начале следующего цикла преобразования под действием импульса (ti счетчик устанавливается в нулевое состояние.

В результате преобразования временного интервала Тх записанное в счетчике число N определяется выражением

где Ta=\lfa. Это число соответствует временному интервалу

T=NT=Txz!zTs.

Из этой формулы следует, что для уменьшения ошибки кодирования временного интервала целесообразно повышать частоту fa повторения эталонных импульсов

Преобразователи сугол-код . Из преобразователей углового перемещения в

Код

Рис. 4-186. Преобразователь время -код .

0 1 2 3 4 5 6 7 ,8 9 10111213 П15

Рис. 4-187. Развертка кодовой маски для двоичного кода.

двоичный код наибольшее применение находят преобразователи считывающего типа. Считывающий метод наиболее просто реализуется путем нанесения на поверхность диска или барабана, механически связанных с валом, задающим угловые перемещения так называемой кодовой маски. Кодовая маска представляет собой совокупность кодовых дорожек (концентрических в случае использования дисков), соответствующих различным разрядам кода. Двоичным цифрам кода, считываемого с маски, соответствуют участки дорожек, резко отличающиеся по своим физическим свойствам. Наиболее часто используются такие явления, как изменения электропроводности, прозрачности, магнетизма и некоторые другие. В соответствии с этим различают контактные, фотоэлектрические, индуктивные и тому подобные преобразователи.

На рис 4-187 приведена развертка кодовой маски барабана для четырехразрядного двоичного кода. Заштрихованным участком маски соответствуют единичные значения разрядов, а иезаштрихованным- нулевые. Стрелка показывает направлеиие вращения барабана. На поверхности барабана устанавливаются считывающие элементы по числу дорожек. В качестве считывающих элементов применяются контактные щетки, фотоэлементы, магнитные головки и т. д. (в зависимости от типа пре-

образователя). Линию, соединяющую считывающие элементы различных разрядов, называют линией считывания. При вращении барабана положение считывающих элементов относительно кодовой маски изменяется и поэтому каждому углу будет соответствовать свое зиачение считываемого кода.

В случае применения маски обычного двоичного кода преобразование углового перемещения в код может сопровождаться недопустимо большими ошибками. Это связано с погрешностями в изготовлении маски и в установке считывающих элементов.

Рис. -188. Комбииациоиная схема, реализующая / метод У-счнтываиии.

а также с ограниченной разрешающей способностью считывающих элементов.

Предположим, Что линия считывания занимает лоложение а, изображенное на рис. 4-187. Так как на границах различных участков по указанным выше причинам с кодовые: дорожек может быть считан как О, так и 1, то в результате могут быть считаны любые коды от 0000 до 1111. Таким образом, незначительные ошибки в установке считывающих элементов и в изготовлении маски, намного меньше шага квантования ЛфвЗбО-г- , могут вызывать ошибку кодирования на единицу старшего разряда, т. е. иа 180°.

Существует несколько способов устранения указанных ошибок. В частности, широкое применение иаходитси метод У-счи-тывания, при котором в каждом разряде кроме младшего устанавливаются два считывающих элемента. Оии располагаются симметрично относительно линии считывания на расстоянии, составляющем одну четверть от дискрета маски для данного разряда (рис 4-187). При использовании этого метода считывание кода производится по следующему правилу: если в предыдущем разряде-счнтывается единица, то в следующем разряде считывание производится с отстающего элемента af; при счи-тываяии в предыдущем разряде нуля в следующем разряде считывавие цифры производится с опережающего элемента а . Эппш обеспечивается считывание ииформа-оди с того элемента, который находится дальше от швни перехода Коибииациов-

ная схема, обеспечивающая указанный алгоритм считывания, приведена на рис, 4-188. Прн использовании метода V-считывания требования к точности установки элементов считывания, особенно в старших разрядах, резко снижаются.

Другим способом борьбы с неоднозначностью считывания кодов на границах секторов является применение циклических кодов. В таких кодах любые две соседние кодовые комбинации отличаются цифровой только в одном разряде. Примером может служить код Грея. Благодаря указанному свойству кода Грея на границе между двумя секторами все цифры кода будут считаны правильно за исключением, может быть, одной, причем при неправильном считывании этой цифры будет допущена ошибка, равабя только единице младшего разряда.

Рис. 4-189. Развертка кодовой маски для циклического кода.

Рассмотрим принцип построения циклического кода. Предположим, что мы имеем т-разрядное двоичное число

А = а^ а^ 2---Тогда циклический код этого числа

получается по правилу:

= °-m-v Ь. = а. ф ai. (4-229)

Развертка кодовой маски для четырехразрядного циклического кода показана иа рис 4-189.

Так как в цифровых устройствах применяется обычно двоичный код, то возникает необходимость преобразования циклического кода в обычный двоичный код. Для определения методов такого преобразования прибавим к обеим частям равенства (4-229) ui+i по модулю два. В результате получим:

Ф а;1 = flj Ф a,+j ф flf+i = а^:

Таким образом, преобразование можно производить в соответствии с формулами:

(4-230)

<hn-\ =

m-l>

i = &i

Преобразование (4-230) в случае последовательного кода может быть реализовано при прмощи триггера со счетным входом (рис. 4-190, а). Перед началом преобразования триггер устанавливается в нулевое состояние. Далее на его счетный вход подаются последовательно все разряды кода Грея, начиная со старшего разряда.

§4-10] МОДУЛЯТОРЫ и ДЕМОДУЛЯТОРЫ ИМПУЛЬСНЫХ ПOCЛCДaBATBЛЬffOCTБЙ 423

с единичного выхода снимается последовательный двоичный код числа также старшими разрядами вперед. Так как триггер со счетным входом выполняет операцию сложения по модулю два

Q<i+l) = Q{t)f{t)vQ{t)T(t) =

то при Q{t)=ai+i и T(t)=bi получаем a<=e,-+i©6i, что совпадает с (4-230).

Параллельный циклический код можно преобразовать в параллельный двоичный код по схеме, изображенной иа рис 4-190, б.

импульсная (ЧИМ), кодо-импульсная (КИМ) и др.

Выбор соотношений между максимальной частотой спектра сообщения Рмакс и

частотой повторения импульсов Fa при импульсной модуляции производится в соответствии с теоремой Котельникова из условия неискаженного выделения сообщения из импульсной последовательности: 0,5fa FxBxc; обычно выбирают f (5-

6) Рмакс.

Наиболее часто импульсная модуляция применяется в многоканальной радиосвязи и радиотелеметрии.

bi-Ует.О-

-Om-I

bn,.1-

г---->

Рнс. 4-190. Схемы преобразования циклического кода в обычный двоичный код.

Эта схема построена непосредствеино по выражению (4-230). Значение младшего разряда даоичного кода появляется иа выходе этой схемы с задержкой на время (т-1)?з, где а -задержка сумматора по модулю 2.

Рис. 4-191. Временнйе диаграммы при АИМ. а - модулирующий сигнал; б - исходная импульсная последовательность; в - импульсы с АИМ1; г-импульсы с АИМП.

4-10. МОДУЛЯТОРЫ и ДЕМОДУЛЯТОРЫ ИМПУЛЬСНЫХ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЕЙ

Импульсная модуляция

Прн передаче сообщений по многоканальным радиолиниям с времеинйм разделением каналбв Вначале формируется последовательность импульсов, промодулиро-ваниых по закону передаваемого сообщения. Эти импульсы затем служат для модуляции высокочастотных генераторов радиопередатчиков по амплитуде, частоте илв фазе. На приемной стороне после детектирования принятых ВЧ колебаний Выделяется модулированная последовательность импульсов, из котороЛ путем демодуляции извлекается исходное сообщение.

В зависимости от того, какой нз параметров импульснЫк последовательности изменяется в процессе модуляции, различают виды импульсаЫ модуляции: амплитудно-импульсная (АРШ), широтно-импульсная или временная импульсная (ШИМ нлн ВИМ), фазоимпульсная (ФИМ), часкяно-

Модуляторы и демодуляторы АИМ. При АИМ величина импульсов изменяется в соответствии с переданным сообщением (рнс 4-191). Различают два рода АИМ. При АИМ I (первого рода) мгновенное значение импульса пропорцисжаль-но текущему значению я (О модулирующего сигнала (рис 4-191, в):

1/и = УнвП-{-/Пи(0]Дн(0.

Здесь Ли (О - немодулироваииая периодическая (период Гп, длительность импульсов в) последовательность единичной , амплитуды, t/ио-амплитуда немодулиро-ванных импульсов (рис. 4-191, б); I /Ки (О I 1 - коэффициент модуляции, имеющий тот же смысл, что я при амплитудной модуляции непрерывных колебаний; в частности, при синусоидальном модулирующем сигнале частоты F

Шп (О = тит sin (2nf < -f фо).

В случае АИМ II (второго роде) амплитуда каждого импульса пропсфцио-иадьиа значению модулирующего сигнала в тактовых точках (рис. 4-191,а); посяед-мю относят обычно к середине илн фронту

каждого импульса периодической последовательности. При АИМ И Ue(t) = = Уио[1 + т„()]Л„(0, где tk = tko + + kTa (k = О, 1, 2...) - тактовые точки. При синусоидальном модулирующем сигнале пгв((.) = тит81п(2лЯк + фо).

Обычно ta < Гц, вследствие чего различие между обоими видами АИМ становится несущественным.

Схемы модуляторов и демодуляторов АИМ. АИМ достигается путем использования усилителя с переменным коэффициентом передачи или логических схем типа И.

Рис. 4-192. Ключевая схема модулятора АИМ.

В схемах первого типа коэффициент передачи изменяется по закону модулирующего сигнала: К =/(о-t-Л м(0 И = const). В схемах второго типа на один вход подается иемодулированная последовательность положительных импульсов с амплитудой Уио, а иа другой - модулирующее напряжение м(0 с дополнительной постоянной составляющей i/мо > им.мин|. При этом должно выдерживаться соотношение :£/но>

> f ио + Им.мии.

К указанному типу можно отнести ключевую схему рис. 4-192, в которой параметры выбираются из соотношений

Rbx /?о > (Нъ + Rp. Здесь Rbx - входное сопротивление последующих цепей, подключаемых к схеме: Rb, Ro - выходные (внутренние) сопротивления источника модулирующего сигнала ГМ и генератора импульсов ГИ; R, прямое и обратное сопротивления диодов. В исходном режиме диоды заперты (смещены) исходным напряжением Ео, где Яо > Uko + + м.манс. В силу этого ДИОД Д, В Интервалах между импульсами заперт, а выходное напряжение вых 0. Генератор ГМ при этом не нагружается. Амплитуда Еп импульсов выбирается в 2-3 раза большей Ео. При действии этих импульсов и отключенном Гм на выходе имеется последовательность немодулированиых импульсов с амплитудой f/ио £и - Ео.

При подключении ГМ потенциал точки А во время действия импульсов будет подниматься лишь до значения i/мо + м, которое и будет передаваться иа выход.

Демодуляция последовательностей АИМ может осуществляться с помощью фильтра нижних частот, пиксжого детекто-

ра, а также фиксирующей (накопительной) цепи. Частота среза фильтра выбирается существенио ниже частоты повторения Fn

импульсов, но выше Рмакс.

. Пиковый детектор. Для демодуляции могут применяться пиковые детекторы с последовательным и параллельным включением диодов (рис. 4-193). Па-

Д

оЧ1--1--о

Рис. 4-193. Схемы пиковых детекторов, а - последовательная; б - параллельная.

Рис. 4-194. Временнйе диаграммы для иллюстрации действия демодуляторов АИМ.

а - исходные импульсы с АИМ; б - выходное напряжение в последовательном пиковом детекторе: в - то же при слишком большой постоянной времени RC; г - выходное напряжение в параллельном пиковом детекторе.

раметры пикового детектора выбираются из соотношений:

RtC<t; RC T; RC<Vl- /2лт F ,.

В этих формулах: /?д - прямое сопротивление диода; R, С - параметры нагрузочной цепи.

Первое из неравенств выполнить удается не всегда, что ведет к некоторому уменьшению коэффициента передачи. Вре-

меииые диаграммы, иллюстрирующие работу схемы, приведены на рис. 4-194. При невыполнении последнего соотношения возникают искажения (рис. 4-194, в) подобно тому, как это имеет место при демодуляции AM колебаний. Коэффициент передачи схе-

Г Т R мы при /?в О /Сдет 1/ 1+-Г- -

IL * R В выходном сигнале имеется значительная составляющая частоты повторения импульсов, вследствие чего требуется дальнейшая фильтрация, осуществляемая фильтром нижних частот.

Ai А Дг

н<ь4-1>н

Вх. о-

Вых. о

As Ач

Рун

ITii !i ii %

Рис. 4-195. Накопительный демодулятор.

а -схема; б - исходная последовательность модулированных импульсов с АИМ; в -выходное наиряжеиие; ЙГ - импульсный трансформатор.

Накопительный демодулятор (рис. 4-195, а). Действие схемы основано иа использовании последовательностей управляющих импульсов постоянной амплитуды, поступающих иа схему одновременно с рабочими (модулированными) импульсами (МИ). Управляющие импульсы (УИ) формируются из модулированных, например, путем достаточно глубокого ограничения. При действии УИ происходит быстрый заряд конденсатора Со через открывающиеся диоды Д,-д4, в интервалах между импульсами происходит небольшая потеря заряда (поскольку /?оСо Гп), которая восполняется очередным управляющим импульсом.

С приходом каждого рабочего импульса модулированной последовательности иа конденсаторе С устанавливается напряжение, практически равное амплитуде этого импульса.

Так как амплитуда УИ превосходит максимальную амплитуду МИ, то в промежутках между импульсами все диоды заперты и конденсатор С сохраняет свой заряд. Если напряжение предыдущего рабочего импульса больше, чем амплитуда последующего, конденсатор С с приходом очередного импульса МИ заряжается, а если меньше - разряжается. Заряд кои-27-304

деисатора происходит через диоды Дг, Дз и участок АВ схемы; разряд - через диоды д4, д5 и тот же участок АВ. В схеме параметры выбраны так, что постоянная времени (/?B-f-2/?+] С заряда (разряда) конденсатора С меньше (/?д- внутреннее сопротивление открытых диодов).

Выходное напряжение имеет вид ступенчатой кривой (рис. 4-195, в). Коэффициент передачи детектора близок к единице. Для устранения колебаний частоты повторения в дальнейшем устанавливается фильтр иижиих частот, подключаемый через схему с большим входным сопротивлением (эмиттерный или истоковый повторитель).

Схемы модуляторов и демодуляторов ШИМ. при ШИМ (или ВИМ) в соотвегсг-вии с сообщением изменяется ширина (длительность) импульсов последовательности.

Рис. 4-196. Модулятор ШИМ с генератором пилообразных колебаний и устройством сравнения.

Различают ШИМ I (первого рода), при которой длительность импульса пропорциональна значению модулирующего сигнала м в момент среза импульса, и ШИМ II, когда эта длительность пропорциональна значению м в тактовой точке (например, фронта импульса). Различие между ШИМ I и ШИМ II незначительно, если за время, пока длится импульс, м меняется мало. Иногда положение фронта импульсов фиксируется, а в соответствии с модулирующим напряжением изменяется положение среза импульса. Такая ШИМ называется односторонней.

Выбор полосы радиоприемного устройства при ШИМ должен рассчитываться иа пропускание самого короткого импульса. Если полоса оптимизируется по отношению сигнал/помеха для этого импульса, то для остальных оиа оказывается иеоптималйиой. Из-за этого в импульсной радиосвязи ШИМ используется редко, а является вспомогательным видом импульсной модуляции. ШИМ часто применяется в устройствах управления двигателем электромеханических и радиотехнических следящих систем.

Модуляторы ШИМ действуют как устройства управляемой времеиибй задержки (см. стр. 384), где управляющим является напряжение модуляции м. Для этой цели используются ждущие мультивибраторы, фантастроны или генераторы пилообразных напряжений, дополненные устройствами сравнения.

В последнем случае (рис. 4-196) пилообразные колебания от генератора ГПН, следующие с тактовой частотой Fn = 1/Гп, сравниваются с модулирующим напряжени-

ем Им (устройство сравнения - УС). В момент равенства этих напряжений (точки А иа рис. 4-197) в УС генерируется иМпульс, заставляющий срабатывать запоминающее устройство - ЗУ (например, триггер), которое возвращается в исходное состояние импульсом, возникающим при обратном ходе пилы (точки В иа рис. 4-197). В данном случае получается односторонняя ШИМ, поскольку срез импульса имеет ме-

импульсы с ШИМ. Выходные импульсы 2 схемы КС, модулированные по амплитуде, поступают иа фильтр Ф нижних частот для выделения сигнала сообщения.

п п п □

п

Рис. 4-197. Времеиийе диаграммы для иллюстрации процессов в схеме модулятора ШИ.М.

f ~ модулирующее напряжение пилообразные колебания (ПК); 2 -импульсы на выходе УС; 3 - выходные импульсы с ШИМ; А, В - точки срабатывания схемы сравнения.

Выход

Рис. 4-198. Демодуляция импульсов с ШИМ.

а - вреиеинИе диаграммы для и.тлюстрацнн пре-обраэоваиня ШИМ АИМ: / - исходиая последовательность; 2 -разрядные (опорные) импульсы; 3 - выходные импульсы; б - пример структурной ехемы с накопительным устройством ( -рнвнт).

сто В фиксированные моменты времени. Возможно совмещение функций УС и ЗУ в одном устройстве типа триггера Шмитта, в котором модулирующее напряжение меняет порог опрокидывания.

Демодуляция ШИМ осуществляется использованием фильтра нижних частот иди путем предварительного преобразования ШИМ в АИМ с последующей демодуляцией АИМ.

Преобразование ШИМ в АИМ может производиться, например, подачей импульсов иа накопительный элемент (ксжденса-тор) с последующим разрядом этого кои-деясатора импульсом. Времеянбе положение последнего связано с тактовыми точками и выбирается так, чтобы составляющая напряжения частоты модуляции была по возможности большей, т. е. сброс осуществляется незадолго до прихода очередного импульса (рис. 4-198, а).

Такая схема дана на рис. 4-€98, б. Модулированные импульсы / подаются пе накопительное (зарядное) устройство НУ, которое сохраняет напряжение до прихояа импульсов сброса 2, сформированных устройством сброса УС из входных импульсов /. Демодуляция полученных импульсов 3 с АИМ осуществляется с помощью фильтра Ф нижних частот.

Другая схема, пригодней в случае односторонней ШИМ, приведена на рис. 4-199,0. С помощью устройства формирования УФОЙ образуются опорные импульсы / (рис. 4-199,6). Оии синхронизируют генератор пилообразного напряжения ГПН, импульсы которсио подаются на ключевую схему КС. Действием ключа управляют

L---Га)

ШАГ ШИМ I I

п п п

lJ \ I I

-. 1.

Рис. 4-199. Демодулятор импульсов с ШИМ (вариант).

а - структурная схема; 6 - временные диаграммы.

Рис. 4-200, Временнйе диаграммы для иллюстрации преобразования ШИМ в АИМ.

1 - исходная последователъкость; 2 - ямпульс1р после обострения; а - импульсы с ФИМ. /

Схемы модуляторов и демодуляторов ФИМ. Модулиция импульсов по фазе (ФИМ) состоит в изменении временнбго положения импульсов относитеяьио перио-

дических опорных (тактовых) точек временной оси. ФИМ получают обычно путем обострения импульсов с ШИМ н выделения тех из них, которые соответствуют срезу импульсов ШИМ (рис. 4-200). В некоторых случаях удобно импульсы ФИМ получать путем формирования из непрерывных синусоидальных колебаний, модулированных по фазе.

Демодуляция импульсов ФИМ осуществляется чаще всего путем предварительного преобразования ФИМ в ШИМ или

Рис. 4-201. Демодуляция импульсов С ФИМ.

а - вариант структурной схемы; б - временные диаграммы; / ~ исходная последовательность (обозначены опорные точки); 2 - опорные импульсы; J -выход триггера: <--выход накопительно-ключевой схемы (АИМ); 5 -выходное напряжение, полученное после демодуляции АИМ в устройстве типа ключевого демодулятора (рис. 4-192).

сразу по схемам, аналогичным схемам рис. 4-198 и 4-199 демодуляции ШИМ. По такому принципу построена схема рис. 4-201, Опорные (тактовые) импульсы 2 на рис. 4-201,6 (или импульсы, жестко связанные с ними по фазе) запускают триггер Тр (рис. 4-201,6), напряжение которого используется для заряда конденсатора, входящего в состав накопительно-ключевой схемы'НК. Сброс напряжения с конденсатора этой схемы Происходит одновременно с обратным перебросом триггера (возвращением в исходное состояние) модулированным (рабочим) импульсом /. В результате формируются пилообразные колебания 4, модулированные по амплитуде. Времен-нбе положение опорных импульсов должно быть выбрано так, чтобы длительность импульсов триггера ие была чрезмерно малой.

После формирования из ФИМ пилообразных импульсов (рис. 4-201,6) удобно для Демодуляции использовать схему рис. 4-195. На вход АИМ при этом подаются пилообразные импульсы, модулированные по амплитуде (рис. 4-201, диаграмма 4), а вместо управляющих - последовательность импульсов с ФИМ (диаграмма /). Часто временной интервал At между такто-22*

вым и рабочим импульсами бывает очень малым. Для увеличения амплитуды пилообразных колебаний при демодуляции удобно использовать временной промежуток Ги - М между рабочим и последующим (а ие предыдущим) опорным импульсом.

4-11. ГЕНЕРАТОРЫ СЛУЧАЙНЫХ СИГНАЛОВ

Общие сведения

Случайные сигналы применяются для рещения разнообразных технических задач. Такие сигналы выполняют роль как полезных входных воздействий, так и мешающих

У

АРУ

\Выход

Рис. 4-202. Обобщенная структурная схема генератора случайного сигнала.

возмущений при исследовании и испытании моделей и макетов различных устройств и систем: самолетов, кораблей, линий связи, систем управления и т. д. Разнообразие исследуемых объектов и условий их работы требует применения случайных сигналов с различными заданными характеристиками.

Принято различать непрерывные и импульсные случайные сигналы. Для непрерывных стационарных сигналов (шумов) обычно задаются такие характеристики: плотность вероятностей мгновенных значений и корреляционная функция (или спектральная плотность). Импульсные сигналы характеризуют распределениями амплитуд, длительностей импульсов, интервалов между импульсами и т. д. В особую группу выделяют специфические импульсные сигналы, выражающие случайные числа в той или иной системе счисления. Случайные числа принято характеризовать плотностью вероятностей их значений и корреля1Шои-иой функцией.

Потребности практики в случайных сигналах с требуемыми параметрами привели к появлению генераторов случайных сигналов. Основным элементом генератора случайного сигнала (рис. 4-202) является первичный источник случайного сигнала в виде источника широполосного шума илн в виде источника случайных по моментам появления импульсов. В качестве источников шумов используются: шумовые полупроводниковые и вакуумные диоды, тиратроны, помещенные в поперечное магнитное поле. Часто в первичных источниках используются устройства с большим коэффи-