10- г 5 10-1 г s 2 5 г

S 10-* 2 5 10 г S 10 2 5 10

10- 2 S 10-1 2 S 10 2 5 10f 2 5 2 5 2 5 Ю' 2 5 fo> 2 5

Рнс 1 38 Обобшеннь'е частотные характеристики усилителя с реэнстивно емкостной связью.

схеме (рис 1-39,6) находят номинальные звачения параметров, в частности

1 -f йвых н.э

(1-124)

где Rmt выражается прежней ф-лой (1-110), а из эквивалентных схем для областей ниж-шях я верхних частот (рис. 1-39, е, г) выте-sajoT соотношения:

Полная н упрощенные для разных областей частот экинвалентные схемы лампового каскада с резистивно-емкостной связью не отличаются от показанных на рис, 1-39 для каскада с полевым транзистором, если выходную емкость лампы (Свых на рис. 1-18,0) включить в значение емкости Сн.

В отличие от каскадов с биполярными транзисторами, где Свх, как правило, пре-

ДГ.(/ш) = /Со

/(оГа [1 + /соГз (1 + SR3)] (1 + geux Rh э)

JC,{/<o) =/с,

(1+/шГг) (1Н-/(оГз) (l+S/?3)-f gBbix /?4 (1+/С0С, /? ) [1+/(вГз (1+5?з)1 Ко

;(1-125)

1-/(oCnp/-S 1 + jmTi ~ l+jaTi

, (1-126)

rjK постоянные времени Га, Тз выражаются ф-лами (1-114), (1-115), а

/?н.э(Сн + Спр)

(1-127)

т т^ П 4

Рте 1-39. Эквивалентные схемы каскада с рези-стжьво-еикостной свзью на полевом транзисторе шли электронной лампе- полная (а) и для областей средних (б), нижних (в) и верхних (г) частот

вышает емкость, привносимую во входную цепь внутренней обратной связью, у полевых транзисторов н трехэлектродных ламп динамическая входная емкость сильно возрастает по сравнению со статической Свх за счет обратной связи через емкость Спр-

С;х = Свх+(о+1)С„р. (1-128)

Рис. 1-40 Переходные характеристики каскада с резистивио емкостной связью: в области бйньших (а) и малых (б) времен

Прн обычно выполняющихся условиях г.ы1Яе <1 hKd 1 ф-лы (1-124) -(1-127) совпадают с приведенными ранее для каскада с биполярным транзистором (1-107), (1-113), (1-120), (1-122), а если дополни-тельво выполняется условие S/?.i: l, то вы-ряжеяяе (1-125) переходит в аналогичное ♦-де {1-иЗа),

Из обобщенных частотных характеристик (см. рис. 1-38) видно, что нижняя граничная частота практически определяется меньшей нз двух низкочастотных постоянных времени Поэтому для экономии размеров конденсаторов большой емкости целесообразно все низкочастотные постоянные времени выбирать примерно одинаковыми, поровну распределяя между ними общую

норму на допустимые частотные искажения Мн (о случае, когда этого делать не следует, - см, стр. 78) Верхняя же граничная частота в основном определяется емкостями усилительных приборов данного и следующего (Сн) каскадов.

Польз\ясь обобщенными частотными характеристиками, надо помнить, что ф-лы (1-113а) и (1-121), которым они строго со-ответств\ют, не всегда точно описывают свойства того или иного каскада. Иногда они могут стать грубо приближенными вследствие упрощений, использованных при выборе эквивалентной схемы усилительного прибора и в анализе. Эти упрощения мало сказываются на начальных участках спада частотных характеристик, так что вытекающие из них значения граничных частот вполне точны Что же касается хода частотных характеристик далеко за пределами рабочей полосы частот, то здесь могут возникать заметные отклонения от теоретических зависимостей.

Рассчитанные с помощью обобщенных частотных характеристик переходные характеристики каскадов с резистивно-емкостиой связью показаны на рис. 1-40. Эти характеристики н деталях, существенных для импульсных усилителей, чувствительнее частотных к погрешностям, возникающим при использовании приближенных эквивалентных схем. Так, в области больших времен на характер переходных искажений могут влиять конечная величина произведения SRi, которая не учитывается ф-лой (1-113а), наличие конденсатора, блокирующего экранирующую сетку электронной лампы В области малых времен реальные переходные характеристики транзисторных каскадов могут несколько отличаться от показанных на рис 1-40,6 вследствие пренебрежения распределенной структурой пассивных областей полупроводниковых приборов.

Расчет малосигнального каскада с резистивно-емкостиой связью, обеспечивающий получение заданной полосы усиливаемых частот с регламентированными коэффициентами искажений Ма, Мв на граничных частотах сОн, сов, заключается в выборе соответствующих значений параметров, формирующих низкочастотные и высокочастотные постоянные времени Требующаяся верхняя граничная частота сОв может накладывать ограничения на выбор подходящего типа усилительного прибора В частности, биполярный транзистор должен иметь Граничную частоту коэффициента передачи тока

где Rr oRrlRe, или с некоторым запасом /в

21 э

(1-129а)

Отведенные для данного каскада значения каждого из коэффициентов допустимых частотных искажений Мш и Л1в следует распределить между всеми цепями, вносящими такие искажения, помня, что

М = Mi-Mi-Mf ... (1-130)

Так, для усилителя с биполярным транзистором (см. рнс. 1-30) в соответствии с эквивалентной схемой (см. рис. 1-37) вводят три коэффициента низкочастотных искажений, вызываемых конденсаторами Си Сг Сз, причем М„1Л1н2Мнз=Л1н, и два коэффициента высокочастотных искажений, вносимых емкостями С^ и -+- С„ , причем МтМв2 = Мв. Каждый коэффициент Мг однозначно определяет допустимое значение постоянной времени Т, соответствующей цепи:

Тш>-4

(1-131)

T.<VmI-1/(0. (1-132)

Если одна из высокочастотных постоянных времени (Tbi) обусловливается усилительным прибором, как, например Тъ (1-123); в каскаде с биполярным транзистором, то по избранному типу прибора находят получающееся значение коэффициента Мв1

= 1/1 + 0) 7-1 (1-133)

и допустимое значение /Ив2=Л1в/Л1в1. В роли второй высокочастотной постоянной времени Твг выступает величина (1-122) или (1-127), зависящая от параметров Rb я, Ся цепи нагрузки. Получить нужное значение этой постоянной времени, вытекающее из условия (1-133), всегда можно соответствующим ограничением величины Raa, которая зависит не только от Rb, но и от сопротивления резистора Ri (1-110).

Необходимые значения низкочастотных постоянных времени (1-131) обеспечиваются выбором емкостей конденсаторов Ci-Сз в соответствии с ф-лами (1-114), (1-115) и

7i = Ci( r + Bxo). (1-134)

Пример 3. Рассчитать малосигнальный каскад по схеме на рис. 1-30 при следующих требованиях к частотной характеристике: /н=100 Гц; fa-10 ООО Гц; М„ = Л1в= = 1,2.

Дано. Rr=5 кОм, Ra = l кОм, Сн= =5000 пФ.

Решение. По ф-ле (1-129а)

10 000

/л,- >-= = 15 000 Гц.

213

Выберем транзистор типа ГТ109А, для которого ?Й21э>1 Г' *21э =20-=-50, так что fkis ~ fhixeIKu >20 кГц. Параметры этого транзистора в рабочей точке

Ук=5 В и /э = 1 мА рассчитаны в примере 1 (стр. 21), Bz=0,78-=-1,9 мСм; Cbi< <6400 пФ; S 40 мА/В; Ск<30 пФ, а в соответствии с (1-117)

Свых < (50+ 1)30= 1530 пФ.

Согласно ф-лам (1-105), (1-123), (1-133)

Ts Свх Rbxo Свх/ёвх г -12

= 8,2-10- с;

6400-10-

0,78-10-

А1в1 < К1 + (2 10* 8,2. lO-fif = 1,12 и, таким образом, допустимо

Л!(в2= 1.2/1,12= 1,07. Из (1-132) вытекает:

,<Кр.е,2.10-с.

2я-10 и на основании (1-122)

Rh.3 -

6,2-10

1-е

= 950 Ом.

(1530-f 5000) 10

Поскольку Rb = 1 кОм, частотные ограничения на выбор резистора Rt практически отсутствуют. Исходя из соображений экономичности питания, примем /?4=5 кОм, причем

5000-1000

- = Ш+Ш = °° <°° -

При этом коэффициент усиления по напряжению в области средних частот согласно (1-107) составит:

/Со = 40-10~*-840 = 33,6.

В области нижних частот примем во внимание три искажающие цепи и распределим между ними допустимые искажения поровну:

Мв1 = Л4и2 = Л<нз=У^Л^= /Т2= 1,06, врнче^ в соответствии с (1-131)

Г1=Г2=Гз>

2п-1001,062 - 1 = 4,4-10- с.

На основании ф-л (1-114), (1-115), (1-134) находим:

4,4-10-

R*-rR,

С,= r,5-f

5000+ 1000 I

= 0,73-10- Ф;

Я! Гз5= 4,4 IQ-X

Х40-10-= 176.10-8 Ф?

Rr + Rsxo 4,4-10-

5000

= 0,88-10-8 Ф,

т. е. можно принять Ci=C2=l мкФ; Сз= =200 мкФ.

Каскады-повторители

Особое место среди различных схем усилительных каскадов занимают так называемые повторители: эмиттерный (с биполярным транзистором, рис. 1-41), истоковый

Рис. 1-41 Принципиальные схемы эмиттерных повторителей с резистивно-емкостной (а) и непосредственной (б) связью с источником сигнала.

0-£с

Рис. 1-42 Прянципнальная схема истокового повторителя.

(с полевым транзистором, рнс. 1-42) и катодный (с электронной лампой, рис. 1-43). Все они представляют собой усилители со стопроцентной отрицательной последовательной обратной связью по напряжению (по схеме, показанной иа рис. 1-11,6, при ро.с = 1), а потому не дают усиления по напряжению (обычно Kaxl), не изменяют полярность усиливаемого сигнала и позволяют получать высокое входное и низкое выходное сопротивления

Наиболее высокое входное сопротивление имеют катодные и истоковые повторители, наименьшее выходное - эмиттерные. Цепн подачи смещения На управляющий электрод (резисторы Ri, R2 на рис 1-41 и 1-42) Шунтируют входную цепь усилительного прибора и снижают входное сопротивление каскада. Если источник сигнала допускает пропускание через него постоянного тока, то можно исключить резисторы

Ri, Rz применением непосредственной связи (рис 1-41 б) В ламповой схеме уменьшить шунтирующее лепствиг сопротивления утечки сетки удается вктюченпем его, как показано на рис 1 *3 где -сопротивление л,томатического смещения, R- - дополни-тетьное сопротивление, эквивалентное рези-

O+fa

Рис

43 Принципиальная схема катодного нов торителя

CTopv Rs на рис 1-41 и 1-42, причем R > Y R Аналогично можно построить схему

iiCTOKOBoro повторителя. При использовании пентода в катодном повторителе конденсатор Со, блокирующий экранирующую сетку, надо подключать к катоду (рис. 1-43), а не к общему проводу, иначе пентод будет работать в триодном соединении, что увеличит входную емкость каскада

Все разновидности повторителей полноценно выполняют свои ф-ции только в об-. асти средних частот, когда коэффициент усиления по напряжению K(ia) имеет вещественное значение При этом входное сопротивление истокового и катодного повторителей, если ие считать шунтирующего действия резисторов Rt, R2, оказывается практически чисто емкостным и входная емкость каскада стремится к величине Спр усилительного прибора Эмиттернын повторитель помимо емкостной составляющей обладает ощутимой активной входной проводимостью, которая обычно определяется значением эквивалентного сопротивления !;агрузки R э = /?з|/?н:

1] /?

(1 135)

Оанако если определяемая ф-лой 1-135) величина Rg больше параметра >к

транзистора, то входное сопротивление ограничивается значением г^.

Глубокая отрицательная обратная связь сильно уменьшает вносимые усилительным прибором нелинейные искажения. Максимальный размах (двойная амплитуда) входного и выходного напряжений может достигать значения

2tni.McKL -гмакс^и.э. (1-136)

где /зманс - максимальный ток в цепи выходного электрода, ограничиваемый допустимой мощностью, рассеиваемой усилительным прибором, или появлением нежелательного тока в цепи входного электрода (у полевых транзисторов с управляющим р rt-переходом и у электронных ламп), а

Рис I 44 Эквивалентные схемы каскада повтори теля полная (а) н для областей средних (б),

нижних (fl) и верхних (г) частот На схемах б-е j=Rfi g, =Л]118дх

пГ з1Нвых-

Rn.aRaWRi- Для приближения к величине, выражаемой соотношением (1-136), начальную 4)абочую точку следует выбирать при значениях

{;°-0,5(£2 + С/2 ); (1-137)

2.-0.5/2 ,кс-

(1-138)

Нелинейные искажения в каскадах-повторителях резко возрастают при подаче сигналов, вызывающих отсечку или насыщение тока в цепи выходного электрода, при появлении тока в нормально запертой цепн входного электрода, а также при подаче сигналов с интеисивиыми высокочастотны-

ми составляющими, которые приходятся на область верхних частот повторителя, например импульсов с очень крутыми фронтами. Эффективных способов предотвращения искажений в таких условиях нет, и работу повторителей в подобных режимах надо исключать соответствующими запасами динамических и частотных пределов.

Графо-аналнтический расчет коэффициентов нелинейных искажений повторителей по статическим характеристикам усилительных приборов производить нецелесообразно, т к в нормальном режиме с малыми нелинейными искажениями точность графиков недостаточна, а в режимах с сильными искажениями такой расчет ие позволяет учесть наслаивающихся иа статические свойства частотных зависимостец

При усилении малых сигналов (Uc<C Ег) рабочую точку усилительного прибора достаточно выбирать исходя из соображений, касающихся только благоприятных значений малосигнальных параметров (S, Свх, gja) и мощности, расходуемой от источников питания

Общая эквивалентная схема повторителя с резистивно-емкостной связью показана на рис 1-44,0 В нее введена универсальная эквивалентная схема усилительного прибора, которую при анализе конкретных типов повторителей следует упрощать. Для эмиттерного повторителя элемент С^ых отсутствует, в качестве проходной активной проводимости принимается gnp=r~, проводимостью вых, как правило, можно пренебречь В случае истокового повторителя уместно опустить элементы §вх и С^ых, а в качестве gap учесть дифференциальную проводимость запертого управляющего р п-пе оехода при условии, что в схеме отсутствует резистор Hi (см рис 1-42). При наличии резистора Ri обычно проходная проводимость gBp</?p-f/?H ею можно пренебречь Аналогично при §вых<1/?7 \местно исключить элемент gtu% Для катодного повторителя в схеме на рис. 1-44 исключаются элементы gsx, gnp, а прн ис-рользовании пентода, кроме того, Спр н g.Hx Часто можно ие считаться в катодном повторителе и с емкостями Свх и Свых

В схеме на рис 1-44 отражены также вазличные варианты включения резисторов Ru Rt, R\ (наподобие рис 1-41 - 1 43) В конкретных схемах каскадов повторите--WH все эти резисторы или некоторые из них iMir>T отсутствовать При необходимости паразитные монтажные емкости конструк-:1ви легко моАио учесть соответствующим шсшевием емкостей Слр, Свх н Св

В области средних частот эквивалент-аа схема упрощается (рис 1-44,6) и при-ашшт к следующим выражениям основных ицниетров каскада

1 , l+Sn

Gsxe =

(1-139)

R\t+Rn

(1-140)

1-Ло=-

1 -г S +

МПн

1 [ SR

(1-141)

где

8np Ru

Ir =- Rl II r- niH Ul ll -H-

Приближенные соотношения (1-140) и (1-141) справедливы соответственно при ?ii>i?Ir и при /?ii>S-, что обычно имеет место.

Входная емкость каскада иа нижних и средних <1астотах составляет-

Свхо-Спр-f (1-/<-о)Свх. (1-142)

В области нижних частот свойства повторителей близки к таковым v основных схем каскадов с резнстивио-еМкостной связью и частотные искажения можно оп редёлять по обобщенным характеристикам (см. рис. 1-38), принимая в качестве Гн низкочастотную постоянную времени цепн нагрузки

Гг - Сг (/?н + ?аыхо) (М43)

Низкочастотную постоянную времени цепи источника сигнала

Ti-CiiRr + Ro) (1-144)

можно учесть с помощью безразмерного параметра m - JiJTi. при определении частотной характеристики коэффициента усиления по э д с

В области верхних частот (рис 1-44, г) коэффициент усиления по напряжению составляет:

(/со) = /ш^ , С^(1-Д;)

+ / .Пи(СвхНСз, ,-(С.,)(1-/С„)~

(1-145)

1 +/(о7з(1~Л:о)

(1-14,5а)

где

- . {Сз , : (1-146)

причем верхняя (раиичяая частота

(l-ATo) Та

(1-147)

(приближенные выражения справедливы при условии, что Свых+Сн Свх). Таким образом, влияние емкости выходной цепи (Свых+Сн) на усиление в области верхних частот каскадов повторителей резко ослаблено Однако значительно раньше, чем начнет заметно изменяться модуль коэффициента усиления (1-145), появляется небольшой сдвиг фаз между входным и выходным напряжениями, вызывающий ощутимое изменение разности

1-/Св(/ )

(1-f/юГз)(1-/Со)

1-f/шГз(1-Л: ) (l-Ko){l+m, (1-148)

а следовательно, и глубины отрицательной обратной связи Поэтому уже на частотах порядка (1-/Со)<Вв входная проводимость повторителя может заметно возрастать. Мало того, при определенных соотношениях емкостей Свх и Сн активная составляющая входной проводимости повторителя на высоких частотах может стать отрицательной, что бывает причиной самовозбуждения каскада

При Свх>Свых-ЬСн, что бывает в эмиттерных повторителях с низкочастотными биполярными транзисторами, передача сигнала на высоких частотах происходит благодаря емкостному делителю Свх, Свых-Ь +Св (см рис. 1-44, г) с коэффициентом, близким к единице, без участия усилительного механизма транзистора и входное сопротивление каскада стремится к значению ?iiiH Рабочая полоса частот, усиливаемых таким повторителем, фактически ограничена значением параметра coftgg транзистора и несколько повышается при малых сопротивлениях источника сигнала;

СОв COft

21э

(1-149)

Отмеченные особенности поведения повторителей в области верхних частот могут неблагоприятно отражаться на переходной характеристике для малых времен, приводя к появлению значительных выбросов или колебательности. Расширить полосу равномерно усиливаемых частот сверх значений, вытекающих из ф-л (1-147), (1-149), удается применением специальных цепей, корректирующих полное сопротивление нагрузки

Малошумящне входные каскады

При необходимости усиления слабых сигналов, близких по уровню к электрическим флуктуациям теплового происхождения, требуются специальные меры для достижения достаточно малого значения коэффициента шума F усилителя или большого отношения снгнал/шум на его выходе

Обе величины связаны между собой простым соотношением

1 El

£=-=-, (1-150)

где е1 и вщ.г - соответственно квадраты действующих значений э. д. с. полезного сигнала и шума, развиваемых ис;точником усиливаемого сигнала, а

Д^ 2 /£/2

с вых'вых

(1-151)

- квадрат отношения напряжений сигнала и шума на выходе усилителя. Таким образом, всегда возможен переход от F к N или обратно, и достаточно рассматривать лишь одну из этих характеристик. Обычно изучают коэффициент шума F, предполагая тепловое происхождение шума еш г источника сигнала, как это выражается ф-лой (1-27).

Коэффициент шума многокаскадного усилителя

F F I.

+ ....

(1-152)

где F{ и Кр{ - соответственно коэффициент шума и коэффициент усиления по мощности t-ro каскада. При достаточном значении Kpi>FzIFu что обычно стараются выполнить, коэффициент шума всего усилителя определяется только входным каскадом (£общ £)). Поэтому специальные меры по ограничению собственного шума усилителя распространяются чаще всего на один входной каскад

Для достижения минимального коэффициента шума усилительного каскада применяют совокупность мер: используют низ-кошумящий тип усилительного прибора, выбираЛт соответствующую схему каскада и начальную рабочую точку, выполняют условия согласования по шумам во входной цепи

При относительно высокоомном источнике сигнала (?г порядка десятков кило-ом и выше) преимущества остаются за полевыми транзисторами с управляющим р-п-переходом и электронными лампами (триодами или пентодами в триодном соединении) с высокой крутизной усиления При Rr около 1 кОм и ниже малый коэффициент шума позволяют получать низкошумящие биполярные транзисторы. Полевые транзисторы с изолированным затвором в настоящее время значительно уступают по своим шумовым свойствам другим усилительным приборам, и строить на них малошумящне каскады избегают.

Коэффициент шума каскада с биполярным транзистором практически не зависит от способа включения транзистора Но схема с общим эмиттером обеспечивает максимальное усиление по мощности и, следовательно, в наибольшей мере ослабляется

влияние шумов следующих каскадов. Начальную рабочую точку транзистора в ма-лошумящем каскаде выбирают прн малых значениях напряжения на коллекторном р- -переходе (1-2 В), что ограничивает шум, создаваемый обратным током /бо > предотвращает флуктуации, вызываемые предпробойиымн явлениями. Существует оптимальный ток коллектора в рабочей точке, зависящий от сопротивленнн эквивалентного генератора усиливаемого сигнала /?г э'

Кном

У 2Sr: (и

+ ?г.э h о/25

б (б + гэ) (вх + ш)

(1-153)

где значения параметров 5, gsx н транзистора соответствуют рабочей точке прн произвольной величине /к=/кном; /эБО ~ обратный ток эмиттера, мА; g ш - эквивалентная шумовая проводимость, создающая шумовой ток /ш в эквивалентной схеме на рис. 1-22:

(1-154)

4kTAf

Величину можно найтн экспериментально, измерив напряжение шумов на выходе каскада с данным транзистором при холостом ходе {Umxx) и коротком замыкании ((/ткз) во входной цепн:

4kTAfK

(1-155)

где К - коэффициент уснлення по напряжению испытательного каскада; Д/-полоса частот, в которой измерены напряжения шумов.

Согласование сопротивлений во входной цепи по шумам происходит прн выполнении условия

г.э = ?опт -

?вх / 2

(1-156)

которое отличается от условия согласования по мощности н требует меньшего значения Лг э, т. к. Urn k3<Umx х-

Прн заданной величине Rr выполнить условие (1-156) удается применением трансформаторной связи с источником сигнала. Однако чувствительность коэффициента шума F к рассогласованию в районе оптимума слабая, так что отличие Rr а от оптимального значения в 2-3 раза обычно увеличивает F не более чем на 1-2 дБ.

Отношение UmKs/Um.xx завнснт от частоты, в районе которой оно измерено, и возрастает с повышением частоты, стремясь к 1 на частотах порядка fh. Поэтому оптимальная величина Rr э оказывается частотно-зависимой и начиная с частоты порядка /аяэ уменьшается, стремясь к зна-

чению, оптимальному для согласования по мощности (рнс. 1-45). В районе частоты /й21э также становится существенной реактивная составляющая Ьвх входной проводимости транзистора и строгое условие согласования по шумам требует ее компенсации, причем

gr э опт -

э оп г==-Ьв

(1-157)

где Rr 3 опт выражаетсн прежней ф-лой (1-156).

BOO Ом

400 200 О

10 100 ЮООМГц

Рис 1-45 Зависимость оптимального по шумам сопротивления источника сигнала для транзистора

типа ГТ313Б (/т-800 МГц. ft2i3-=I50; /э=5 мА).

При одновременном выполнении условий (1-153) и (1-156) нлн (1-157) достигается минимальный коэффициент шума

Fmhh 1 + /ш,х.х + г^ш.к.з- (Ы58)

Более точные выражения, а также вопросы согласования с помощью реактивных четырехполюсников рассмотрены в [8], коэффициент шума ламповых усилителей анализируется в [4], шумовые свойства усилителей с полевыми транзисторами освещены в [4, 6].

Усилители с высоким входным сопротивлением

В основных схемах усилительных каскадов (стр. 32) без принятия специальных мер биполярные транзисторы позволяют получать входвое сопротивление порядка 1 кОм, полевые транзисторы с управляющим р-п-переходом и электронные лампы - порядка 1 МОм, а полевые транзисторы с изолированным затвором - до десятков мегаом. Тщательным выбором типов усилительного прибора (с минимальными токами входного электрода), его режима (в области мнкротоков) и схемы подачи смещении на входной электрод удается повышать указанные значения на порядок. В среднем на два порндка увеличить входное сопротивление усилителя позволяет использование каскада-повторителя (стр. 41), который, однако, не дает усиления по напряжен иго.

Дальнейшее повышение входного сопротивления достигается применением сдвоенных повторителей, в особенности в транзисторных устройствах

Простейший сдвоенный повторитель (рнс 1-46.0) пначе называемый повторителем с состаиным транзистором, можно рассматривать как одиночный каскад, в котором установлен транзистор с параметрами, эквивалентными данному соединению

Рис I 16 Схемы сдиоенных эмиттерных повтори телей.

токовых и катодных повторителей применяется для уменьшения их Входной емкости, обусловленной проходной емкостью Спр прибора Подключая резистор Ri цепи смещения к коллектору первого транзистора (рис 1-47), уменьшают и его шунтирующее влияние на входное сопротивление каскада. Можно уменьшить и приведенную ко входу каскада проводимость резистора Rt, если ввести последовательно с ним выходное

15к

то г-<Н1-

10,0

-о-т

($).

V 15к. 10>0

15к

50,0

Рис 1 48. Принципиальная схема комбинированного сдвоенного повторителя н? полевом и бипо лярном транзисторах с входным сопротивлением 50 МОм

Рнс 1-47 Включение делителя в цепи базы первого транзистора, содействующее ослаблению его ;1унтирующего действия иа входное сопротивление сдвоенного эмиттериого повторителя.

дв>\ транзисторов, в частности с результирующим коэффициентом передачи тока

/==K>+1)C>IU (1-15)

что позволяет резко увеличить динамическое входное сопротивление, выражаемое ф-лор (1-135). При этом обычно вх начинает ограничиваться Коллекторной проводимостью первого транзистора (значениями к н Сч). Снять это ограничение позволяет схема с дополнительной Обратной связью, вводимой В цепь коллектора первого транзистора (рис. 1-46, б), уменьшающей шунтирующее действие элементов Гв и Си в 1 (1-/Со) раз, где /Со - общий коэффициент усиления по напряжению обоих транзисторов Аналогичное построение сдвоенных ис-

напряжение сдвоенного повторителя, как показано на рис 1-47.

Помимо сдвоенных повторителей с одинаковыми усилительными Приборами применяются комбинированные, состоищие из эмиттериого Повторителя во втором каскаде и истокового или катодного повторителя в первом каскаде. На рис. 1-48 показана практическая схема одного из таких повторителей, обладающих входным сопротивлением 50 МОм (на частоте 10 кГц ОНо снижается до 20 МОм).

Усилители с особенно высоким входным сопротивлением (10* Ом н выше), так называемые электрометрические, до недавнего времени строились иа специальных электронных лампах с ничтожными сеточными токами, но с появлением полевых транзисторов, в особенности с изолированным затвором, могут быть выполнены на полупроводниках. Известен также способ получения малой активной входной проводнмостн усилителя за счет применения лараметрическик устройств, например модулятора с варикапами. В отличие от каскадов-повторителей такие устройства позволяют наряду с высоккм входным сопротивлением яолучить низкий уровень шума, чего трудно добиться с присутствующим в схемах повторителей большим сопротивлением обратной связи. Уменьшить коэффициент шума усилителей, в которых высокое входное сопротивление получается путем применения глубокой отрицательной обратной связи, можно заменой' местной обратной связи петлей, охватывающей два или более каскадов с большим коэффициентом усиления [3].

t-4. МОЩНЫЕ КАСКАДЫ

Режимы усиления в мощных каскадах

Особенности выбора режима и расчета Мощных каскадов связаны с задачами повышения экономичности питания и уменьшения нелинейных искажений

В зависимости от способа размещения начальной рабочей точки усилительного прибора на статических н динамических характеристиках различают два основных режима уснлення, применяемых в мощных каскадах апериодических усилителен: класса А и класса В

В режиме класса А начальная рабочая точка выбирается так же. как в малосигнальных каскадах прн большом напряжении выходного сигнала- посередине линейного участка динамической характеристики усиления (рнс, )-49, а), с тем чтобы обеспечить Малые нелинейные искажения Прн этом максимальные амплитуды тока hm и напряжения Uzm в выходной цепн усилительного прибора ие могут быть больше значений тока /2 и напряжения U2 в начальной рабочей точке и соответственно вы-хсшная мощность

2ОТ 2m

<

0 ,0

(1-160)

где Рпят - мощность, потребляемая на питание выходной цепн усилительного прибора, т. е. к п. д.

lA = Р.ых/Рпиг 05. (1-1С1)

К значению 11лмакс = 0,5 позволяют приблизиться усилительные каскады с биполярными транзисторами, у которых активная область выходных статических характеристик начинается прн очень малых напряжениях i/zMHH (рнс 1-49,6) У полевых транзисторов и электронных ламп во избежание снльнЫх нелинейных искажений приходится исключать заход в область спада-

ющих участков выходных статических характеристик (рнс. 1-49, в), причем напряжение UiMBB составляет заметную часть

от величины i/2. В результате максимальная отдаваемая мощность синжается-

где

0 ,0

<5

2мин

(1-162)

(I-1G3)

Ci £2

- коэффициент использования напряжения Е2 источника питания выходной цепн, и к п, д может уменьшаться до 20-25%.

В режиме класса А потребляемая выходной Цепью усилительного прибора мощность

Р - /°

(1-164)

не зависит от амплитуды усиливаемого сиг-пала и в отсутствие последнего полностью рассеивается в усилительном приборе Из соотношений (1-162), (1-164) вытекает основное условие выбора усилительного прибора для мощного каскада в режиме класса А:

(1-165)

Значительно повышается эконо.мичность мощных каскадов при переводе усилительного прибора в режим класса В, при котором начальная рабочая точка располагается у самого основания динамической характеристики усиления (рис 1-50, а), прн токе /2 < 0,1/2 ац(. Прн этом усилительный прибор по существу реагирует на одиу 1юлуволну входного сигнала, и для неискаженного усиления двуполярныя сигналов применяют симметричную двухтактную схему, в которой одно плечо усиливает положительные полуволны, а другое - огрица-тельные Ввиду сугубо нелинейного режима

Рж 1 49 Положение рабочей точки в режиме класса А на динамической характеристике усиления (я) i на выходных статнчески,ч характеристиках (б - биполярного гранзнстора. в - полевого или

электронной лампы)