жшню, показана на рнс. 1-25. Уинверсаль-ные выражения коэффициентов чувствительности в соответствии с обозначениями на рнс. 1-25 имеют вид-

с^КБО

/121Б

1 + Л+ ?з ) +

(1-81) (1-82)

Л21Б

Rb + R6

1 + А21Б + R /Ri

(1-83)

R1 + R2

где Ra определяется из соотношения (1-80). Из выражения (1-83) следует, что

в отличие от первых двух коэффициентов чувствительности уменьшается при увеличении как Rs, так и Rs.

Помимо общности соотношений (1-81) - (1-83), все схемы оказываются практически равноценными и с точки зрения дополнительных затрат энергии иа стабилизацию при одинаковом значении

Si Однако не каждая схема позволяет реализовать произвольное, достаточно малое значение S, , В схемах на

рнс. 1-24, а, в максимальное сопротивление резистора Ra ограничено допустимым падением напряжения на нем, а сопротивление резистора Re однозначно определяется желаемой рабочей точкой. Прн этом на

практике можно уменьшить Sf° по сравнению с его максимальным значением (1-77) в 2-4 раза, т. е. получить S]° (0,2-т-0Д) ftjia В схеме с делителем напряжения в цепн базы (рис. 1-24, в), уменьшая сопротивления резнсторон Ri, R2, мож-

но довести значения 5/

КБО

до 1,5-2 и

ниже, что гарантирует высокую воспроизводимость и стабильность рйочей точки. Введение второго источника яитаиия Еэ (как иа рис 1-25) позволяет увеличивать Кв и тем самым добиться малых значений о'КБО

oJ при не столь низкррином делите-

ле в цепи базы. Это может 6ifitb выгодным для предотвращения чрезЯё)иых потерь мощности усиливаемого сигнала В шунтирующем входную цепь каскада делителе Rt- Ri. Наконец, комбинированная обратная

связь (рис. 1-25 нрн /?8#0) позволяет предотвратить увеличение коэффициента

5 , вызываемое уменьшением Re.

Расчет цепей питания производят после выбора их схемы, которая предположительно может удовлетворить предъявляемым к стабильности рабочей точки требованиям. Последние задаются допустимым отклонением тока коллектора Д/] от расчетного значения /j , причем одновременно ограничиваются отклонения напряжения (/] , вызываемые изменением паДеиий напряжения иа сопротивлениях /?к, Ri>, Ri. Ввиду однозначной связи (1-82) мeж^ коэффициентами н S/° достаточно

задавать значения только двух коэффициентов чувствительности, обычно

КБО

С учетом разброса параметров транзисторов и их температурной стабильности определяют максимальные и минимальные

значения Л21Э' уравнения

и

ЭБ> КБО И основании

Д/ 5!КБ0

КБО макс

21Эмаке~21Эмин 21Эмакс 21ЭМИН

ЭБмако ЭБмин

(1-84)

КБО

выбирают приемлемые значении S/J

При расчете простейших схем (рнс. 1-23) резисторы нли Re определяются с помощью ф-л (1-70) нли (1-74) и (1-75) соответственно исходя из заданных значений /д илн /б. после чего по ф-лам (1-72) и (1-73) нли (1-76) - (1-78) проверяются полученные значения S/ и SJ >

Если в схеме с двумя источниками питания (см. рнс. 1-23, а) присутствует резистор Ra (его сопротивление нежелательно брать более чем Л21э^)> коэффициенты чувствительности следует рассчитывать по ф-лам (1-79), (1-82), (1-83) с подстановкой RfO.

При расчете схем на рнс. 1-24 прежде всего выбирается возможно большее сопротивление Ra с учетом допустимого падения напряжения на нем. Затем для схем на рнс. 1-24, а и б рассчитывают необходимое со- противление резистора Re но ф-лам (1-74) и (1-75), подставляя вместо Е величину (£к-/э Ra). Коэффициенты чувствительности определяются по ф-лам (1-81) - (1-83) с подстановкой i?s=0. Сопротивления Ri и Rt в схеме иа рнс. 1-24, в можно рассштать так, что будет обеспечено аапсред задав-

ное значение коэффициента S чего служат формулы:

КБО

(1-85)

Общая схема (рис. 1-25) допускает расчет, обеспечивающий получение заранее заданных значений двух коэффициентов чувствительности: S/P° и S. Считая из-

вестиыми напряжения источников питания Ек и £ (возможно, £э=0) и желаемую рабочую точку (/{, к). сначала находят вспомогательный параметр схемы

i=--, (l.g6)

К

который должен быть больше единицы (ко-

эффициент SjJ отрицательный, а вели-

чииы £к. Ев положительные). Сопротивления резисторов рассчитываются по приближенным ф-лам:

1 =

К

(X-1)E-XUk

x-l-f

(s;f°-l)(£k-fi£,)

К

(1-87)

Если расчет приводит к отрядательным значениям каких-либо сопротивлений, то это свидетельствует о невозможности достижения желаемых величии коэффициентов чувствительности при данных Ек, Ев,

Пример 2. Дано. £ =10 В, £ =0,

-Б В, /к= 1 мА. Требуется получить

SKO-LS и sfB== o.5 мА/В.

Решение. По ф-лам (1-86) и (1-87) находим:

Я=?=.53

10 + 0

(1,5--1) 5 kOmj

4.10 - 5-5

1-f

(l,5-l)(10.f 0)J я 1,7 кОм;

й. = -7 1.7кОм;

9 =

10+0

и 1,7 кОм.

Проверим полученные значения коэффициентов чувствительности по ф-лам (1-81), (1-83), приняв /2,Б = -1 и

= J 1,3 kOmj

5-f 1,7

-ЭБ ,

1,5s -1

= - 0,49 mA/B.

Для проверки рабочей точки служат ф-лы;

I E-XEs Rs + i-Rs

\ + RJRi

(1-88)

которые по результатам данного расчета дают /к =0,98 мА и £/к=4,9 В.

На всех прииедеиных схемах (см, рис. 1-23- 1-25) полярности напряжений и источников питания указаны применительно к транзисторам структуры р-п-р. Для транзисторов струстуры п-р-п полярноств всех напряжений и направлеивя токов в цепях питания иаиеияются на обратные.

Помимо рассмотренных здесь схем стабилизации рабочего режима одного транзистора находят применение схемы с отрицательной обратной связью по постоянному току, охватывающей два каскада усиления и более (vtpi 79, а также [8]), и схемы с термокрмпенсацией при помощи терморезисторов или полупроводниковых диодов (см. стр. 64), причем последние прн соответствующей настройке позволяют получать коэффициент температурной чувствительности Sj (или 1)> меньший, чем вытекает нз

выражения (1-68) прн мниниальных достижимых в обычаых схемах ааачеаиях

Цепи питания полевых транзисторов

Начальная рабочая точка полевого транзистора обычно задается иапряжеиия-мн иа затворе и стоке У си относи-

тельно истока В полной мере усилительные свойства полевых транзисторов проявляются в области насыщения ток-а стока, т. е. иа пологом участке выходных статических

Рнс 1-26. Простейшие схемы питания полевых траиисторов с управляющим р-л переходом (а) и транзистора с нидуцнрованным каналом (б)

характеристик (см рис. 1-20, г), что обычно требует выбора £/сиЗ-т-5 В. Значения

зи и си однозначно определяют ток стока /с. Последний при работе транзистора в области насыщения практически ие зависит от напряжения У си и определяется лишь значением Un (см рис 1-21,в).

Полевые транзисторы с управляющим р-п переходом работают при противоположных полярностях напряжений L/си и /3, поэтому схемы цепей их иШйнт вполне аналогичны схемам питания электронных ламп. В частности, широко используется схема с одним источником питаний Ее и автоматическим смещением Иа затворе за счет падения напряжения на резисторе .и, включенном в цепь истока (рис. -26, а). Сопротивление резистора /?и должно равняться

(1-89)

а резистор Из в цепи затвора может Иметь сопротивление до единиц-десятков мегаом, т. к обратный ток р-п-перехода кремниевого транзистора /39 обычно ие превышает 10-*-10- А. Напряжение i/си в этой схеме составляет:

С/си =

{с+.)с, (1-90)

откуда вытекают ограничения иа выбор значений Ее и Rc при заданной рабочей точке.

Полевые транзисторы с изолированным затвором и индуцированным каналом требуют пОдачн иа сток и иа satop напряжений одинаковой полярности, в связи с чем простейшая схема цепей питания таких

транзисторов (рис. 1-26,6) оказывается подобной схеме питания биполяЗИ6го транзистора и предусматривает установку делителя напряжения в цепи затвора. Сопротивление более Низкоомиого резистора 2 может составлять десятки мегаом, а резистора Ri определяется по формуле неиагру-женного делителя

(1-91)

Наконец, у полевых транзисторов с изолированным затвором и встроенным каналом напряжение На затворе в начальной рабочей точке может выбираться любой полярности и, в частности, Узи =0 В последнем случае Никаких цепей для создания смещения иа затворе не требуется и схема питания может иметь вид, как на рис. 1-26, а при R =0. Для создания напряжения и^цфО, совпадающего по полярности с напряжением Сси- пригодна схема иа рис. 1-26,6, а противоположной полярности - рис. 1-26, а

На рис. 1-26 И в дальнейшем указаны полярности напряжений и источника Ее, необходимые для полевых транзисторов с каналом р-типа. В случае Транзисторов с каналом п-типа Полярности всех напряжений и направления токов изменяются на противоположные.

Температурная стабильность статических характеристик полевых транзисторов с управляющим р-п переходом значительно выше, чем у биполярных транзисторов, и дополнительные меры по стабилизации рабочей точки могут требоваться либо при очень широком диапазоне рабочих температур, когда Тмакс-7мйв>50°, либо при жестких требованиях к стабильности постоянных напряжений, например в усилителях постоянного тока Причинами температурного дрейфа тока стока транзисторов с управляющим р-п-переходом являются температурные зависимости поДвижиостн основных носителей в канале, контактной разности потенциалов р-п-перехода и обратного тока затвора, причем первые две причины оказывают противоположное влияние иа toK стока и при определенном сочетании значений рабочей температуры и сопротивления в цепи затвора могут компенсировать друг друга [6]. Автоматическая Температурная компенсация происходит у транзисторов с напряжением отсечки Uo около 0,6 6. Это следует иметь в виду при выборе тйНа транзистора для каскадов, нуждающихся в высокой температурной стабильности рабочей точки

Полевые транзисторы с изолированным затвором проявляют значительно бйльшую и менее закономерную зависимость параметров от температуры, связанную с поверхностными явлениями на границах раздела слоев структуры металл - диэлектрик - полупроводник.

Схемные средства повышения стабильности рабочей точки полевых транзисторов ие отличаются от тех, которые применяются для биполярных транзисторов Основной прием заключается в увеличении сопротивления резистора Rb в цепи истока, создающего отрицательную обратную связь по постоянному току. Для увеличения Re по сравнению с тем, которое определяется ф-лой (1-89), достаточно применить схему,

Рис 1-27. Схеыы питания полевых трйнзисторов с повышенной стабильностью рабочей точки.

показанную иа рис. 1-27, а, которая в равной мере пригодна для питания любых разновидностей полевых транзисторов. Еще более общей Является схема с комбинированной обра+иой связью (рис. 1-27,6) В обонх случаях для обеспечения заданной рабочей точки (f/cH> ЧзИ' с) можно вести расчет сопротивлений резисторов с помощью одинаковых уравнений:

H + Rc =

1с

Ri+R2 R In + .

(1-92)

где величине приписывают положи-

тельный знак, если полярности f си зи совпадают, и отрицательный - если они противоположны. Уравнения (1-92) строго Верны для схе 1ы на рис 1-27, а, а для рис. 1-27,6 справедливы при условии, что ток аеШтЫЛ /д 4/(3, которое легко выполняется выбором высокоомного делителя /?Н -1-2>/?с Обычно одно из сопротивлений Ra или R бывает задано расчетом сигнальных цепей каскада, тогда второе находит По Первому из уравнений (1-92) После выббра суммарного сопротивления делителя Ri+ki второе из уравнений (1-92) определяет необходимое значение 2-

УлучШевие стабильности рабочей точки, даваемое этими схемами, происходит при увеличения Пядеяня напряжения иа сопротивлениях H-l-i?c и, таким образом, при фикснроваииой рабочей точке (си = =const) требует повышения напряжения Ее источника питания.

В многокаскадных схемах с гальванической связью возможна стабилизация рабочей точки за счет обратных связей по постоянному току, охватывающих два каскада и более Принципы построения таких цепей не отличаются от используемых в аналогичных схемах с биполярными транзисторами (стр 79 и [8]). Возможно также применение термокомпеисации с помощью температурио-чувствительиых элементов [6].

Цепн питания ламповых каскадов

Для электронных ламп начальную рабочую точку принято задавать совокупностью постоянных напряжений иа всех электродах относительно катода: Ус--йапря-жеиия смещения на управляющей сетке, £/а -- анодного напряжения, Ua -- напряжения иа экранирующей сетке (для пентодов и тетродов). Эти напряжения однозначно определнют значения постоянных токов в цепях исех электродов.

Обычно все электроды электронной лампы получают питание от одного общего источника анодного напряжения £ с за-земленным> отрицательным полюсом. При этом отрицательное напряжение смещеиня

Рис 1-28 Схемы цепей питання электронных ламп

Ue иа управля*о1цей сетке создается цепью автоматического смещения при помощи резистора Ra (рис. 1-28), сопротивление которого должно составлять:

Rk = UJI, (1-93)

где /к - ток катода, равный току аиода /а в случае трехэЛектродиой лампы нли сумме анодного /а н тока экранирующей сетки h у тетродов и Ьентодов В некоторых типах усилительных каскадов (катодный повторитель, фазоинвертор, каскады с непосредственной связью) может требоваться применение резйётора R с сопротнвлетием, большим вытекак)Щего из ф-лы (1-93) Тогда применяется схема с делителем анодного напряжения в цепи управляющей сетки, аиа-

логичная схеме на рис. 1-27, а. Если величина Rk задана, то выбирают:

R2 R.fK-Uc g4

Ri + Ri £а

Сопротивление Rc (или Ri\\R2) в цепи управляющей сетки может достигать 1 МОм. Постоянное напряжение на аиоде лампы равно:

U<, = E-RbU-RI. (1-95)

причем желаемая величина может накладывать ограничения на выбор значений Еа, Ra, Rk. Необходимос напряжение экранирующей сетки Оэ, обьЛно не превышающее величины f/a, создается включением в ее цепь балластного сопротивления (рис. 1-28, а)

Лэ=(Е.-[;э-/?к/к) э (1-96)

или применением делителя напряжения (рис. 1-28,6). Последний вариант питания экранирующей сеткн менее экономичный, и его целесообразно применять в каскадах с переменным сеточным смещением, например при наличии АРУ, когда ток h может изменяться в широких пределах. В таких случаях, задавая номинальное значение и (при I = la ишс) и максимальное допустимое Св.мако (при /в->-0), находят:

Rn = -

ts.MaKC С/э.мако

(1-97)

а - ta.mbkc

причем максимальный ток питания экранирующей сетки возрастает в k

l-f/э/Яа

цепи раз

(1-98)

Так, при Еа = 250 В, Ua = 100 В и Немане =110 В получаем = 6,6. Повысить экономичность цепи стабилизации напряжения на экранирующей сетке можно заменой резистора Ra2 стабилитроном. Некоторые типы тетродов и пентодов, в особенности для мощных каскадов, рассчитываются иа работу прн Ua Ua, что позволяет подключать их экранирующие сетки непосредственно к источнику аиодиого напряжении.

1-3. МАЛОСИГНАЛЬНЫЕ КАСКАДЫ

Основные схемы малоснгнальных каскадов

Основным классификациокным признаком схем усилительных каек&зОВ является способ связи усилительного п|1Ибора с полезной нагрузкой (следукяцим каскадом). Широко применяются три вида вязи, в соответствии с которыми различают каскады с резнстивно-емкостиой (рнс. 1-29, о),

трансформаторной (рис. 1-29,6) и непосредственной, или гальванической (рис. 1-29, в), связями. Первые два способа связи обеспечивают развязку соседних каскадов от постоянных составляющих напряжений на электродах усилительных приборов в допускают независимое проектирование их цепей питания. При этом, однако, исключа-

Рис 1-29 Обобщенные схемы уснлятельвых каскадов с резистивно-емкостиой (а), трансформаторной (б) и непосредственной (в) связями.

/ - входной электрод; 2 - выходной; О - общий.

ется возможность усиления сигналов постоянного тока с неограниченной снизу полосой частот. Трансформаторная связь позволяет полностью изолировать цепь нагрузки, получить выходной сигнал в любой полярности, а при соответствукицем числе вторичных обмоток работать на несколько нагрузок, в том числе изолированных друг от друга. Непосредственная связь используется ие только в усилителях постоянного тока, но и для исключения разделительных конденсаторов в транзяс-ториых усилителях переменного тока, для улучшения их фазочастотных характеристик в области нижних частот, а также нрн стабилизации рабочих точек нескольких транзисторов с помощью одной цепп обратной связи по постоянному току, охватывающей несколько каскадов.

На рис. 1-29 приведены обобщенные схемы, в которых немые кружки обозначают усилительный прибор любого типа прн любом способе включения. Связь с источником усиливаемого сигнала, который представлен в виде эквивалентного генератора £г, Zr, указана такая же, как с нагрузкой, но на пракгаке возможны сочета

ния разных способов связи с нагрузкой н источником сигнала (предшествующим каскадом).

В промежуточных каскадах многокаскадных усилителей чаще всего применяются биполярные транзисторы, включенные по схеме с ОЭ, и используется резнстнвно-ем-костная связь. Типичная принципиальная

хни>

Х--о * t * см

Рнс 1-30 Принципиальная схема каскада с рези-стивно-емкостиой связью на биполярном транзисторе, включенном с общим эмиттером.

схема такого каскада приведена на рнс. 1-30. В зависимости от предельной частоты ,213 используемого транзистора возможно равномерное усиление в полосе частот до десятков и сотен килогерц. Если нагрузкой такого каскада является входное сопротивление аналогичного каскада, коэффициент усиления по напряжению всегда меньше величины коэффициента передачи тока Л21Э транзистора. Если же сопротивление нагрузки существенно превышает входное сопротивление каскада, то коэффициент усиления по напряжению может достигать сотен и тысяч единиц. Напряжение входного сигнала во избежание нелинейных искажений при отсутствии отрицательной обратной связи не должно превышать 10- 15 мВ. Входное сопротивление каскада имеет порядок величины hw, а выходное обычно определяется сопротивлением резистора /?4. Один такой каскад изменяет полярность усиливаемых сигналов на обратную.

Резисторы R1-R3 образуют цепь стабилизации рабочей точки за счет обратной связи по току эмиттера (см. рнс. 1-24, в). В зависимости от требований, предъявляемых к воспроизводимости н стабильности рабочей точки, могут применяться и другие схемы питання (см. стр. 26). Для предотвращения обратной связи на частотах усиливаемого сигнала резистор Ri блокируется конденсатором Сз, емкость которого должна выбираться с учетом нижней граничной частоты (Он усилителя и допустимого коэффициента частотных искажений Мв, вносимых этим конденсатором:

Сз>-, (1-99)

где S - крутизна усиления транзистора в выбранной рабочей точке. Сопротивление 3-304

делителя в цепи базы RiWRi шунтирует входную цепь транзистора н может снижать входное сопротивление каскада по сравнению с величиной Лпэ транзистора. Поэтому прн расчете цепей питання часто идут на компромиссное решение вопроса о выборе значения коэффициента чувствительности S,° н шунтирующего влияния К

сопротивления R6=Ri\\R2 на входное сопротивление каскада

Аналогичный каскад с резнстнвно-ем-костной связью на полевом транзисторе имеет схему, показанную на рис. 1-31. Основное отличие такого каскада заключается в возможности достижения весьма высокого (до единиц мегаом и больше) входного сопротивления, в связи с чем его удобно применять в качестве входного каскада усилителя, работающего от высокоомного источника сигнала. Коэффициент усиления по напряжению обычно не превышает нескольких десятков, максимальная амплитуда входного сигнала (без применения

Рис 1-31 Принципиальная схема каскада с рези-стивио-емкостиой связью на полевом транзисторе, включенном с общим истоком.

отрицательной обратной связи) может достигать десятых долей вольта Для предотвращения обратной связи на частотах усиливаемого сигнала резистор Rs автоматического смещения блокируется конденсатором Сз, емкость которого должна составлять:

I+SR3

Vb1h3-1

(1-100)

Принципиальная схема транзисторного каскада с трансформаторной связью показана на рнс. 1-32 Прн трансформаторной связи с источником сигнала удается значительно уменьшить необходимую емкость конденсатора Сз, если включить его, как показано на этой схеме, в качестве разделительного между холодным зажимом вторичной обмотки Tpi н эмиттером. В каскаде с полевым транзистором

Сз>-(1-101)

2 н/л1з-1

причем резистор R2 может быть взят с сопротивлением до 1 МОм, а в каскаде с биполярным транзистором

(1-102)

М

де Rj. - пересчитанное ко вторичной обмотке Тр, сопротивление источника сигнала

Рнс 1-32. Прнчципиальная схема транзисторного каскада с трансформаторной связью

Применение трансформаторов позволяет исключить потери мощности усиливаемого сигнала в резисторах цепей питания, расширить линейный участок динамической хщ)актеристики каскада и значительно увеличить коэффициент усиления по напряжению в сравнении с получаемым при резистивно-емкостиой или непосредственной связи, в особенности при узкой полосе усиливаемых частот. Однако размеры и стоимость низкочастотных трансформаторов оказываются больше, чем у дополнительного транзисторного каскада Поэтому только ради повышения усиления применять трансформаторную связь нецелесообразно Принципиальные схемы усилителей с ие посредственной связью рассматриваются ниже (см стр 79).

Выбор рабочей точки и динамические характеристики каскада

От выбора начальной рабочей точки усилительного прибора зависят 1) его усилительные параметры, 2) потребляемая мощность от источников питания каскада и 3) динамическая характеристика, определяющая максимальное напряжение выходного сигнала при допустимых нелинейных искажениях Для улучшения усилительных свойств и расширения динамического диапазона обычно надо увеличивать ток и напряжение в цепи выходного электрода, что приводит к увеличению

расходуемой мощности источников питания

Каскады, усиливающие малые сигналы (до 10 мВ с биполярными транзисторами и до десятых долей вольта с полевыми транзисторами), не вносят заметных нелинейных искажений, и при выборе рабочей точки принимаются во внимание соображения, касающиеся только усиления и расходуемой мощности источников питания. Для биполярных транзисторов выбирают ток коллектора IgB пределах 0,2--1 мА, а напряжение иа коллекторе f/j в

пределах 1,5-5 В (меньшие значения соответствуют низкошумящим входным и высокоэкономичиым каскадам). Аналогичные значения тока стока Iq и напряжения на стоке Uq характерны для рабочей точки полевых транзисторов. Однако во избежание резкого ухудшения усилительных параметров напряжение Uq следует брать выше точки насыщения тока стока.

Если напряжение выходного сигнала должно составлять значительную часть постоянного напряжения между выходными электродами усилительного прибора, то для предотвращения нелинейных искаж -ний выбор рабочей точки производят на основании динамической характеристики, при построении которой одновременно решаются вопросы выбора напряжения источника питания выходной цепи Ез, сопротивления /?4 (см. рнс. 1-30-1-31) и нагрузочного сопротивления Rn, если какие-либо из этих величии ие заданы.

Для определения динамических свойств каскада (динамического диапазона и коэффициента нелинейных искажений) надо располагать семейством выходных статических характеристик усилительного прибора и построить иа этом семействе линии нагрузки по постоянному току (PQ на рис 1-33) и по переменному (Лш). Первая из них представляет собой прямую, соединяющую точку (£3 - Uo) иа оси абсцисс с точкой (£2-f/o)/4 иа оси ординат, где Uo - падение напряжения иа заблокированном конденсатором резисторе /?з в цепи общего электрода (Uo = О в отсутствие резистора Ri или конденсатора Сз) Таким образом, наклон линии PQ

if/UPQifRt- (1-103)

При трансформаторной связи в роли сопротивления R выступает оопротивленне Г1 провода первичной обмотки трансформатора Тр2. Обычно ri/j £2 и линия PQ проходит практически вертикально.

Линия нагрузки по переменному току MN пересекает линию в начальной рабочей

точке О {ul, /2) н имеет наклон

(1-104)

где эквивалентное сопротивление нагрузки

Т J.

1г1У\г1111игГг1 \/r

[It lit UI [If XJJsmum

Рис 1-33 Семейство выходных статических характеристик (справа) с нанесенными на него линиями нагрузки по посгоянному (PQ) н переменному (МЛ) токам для каскада с резистивно-емкостной связью и динамическая характеристика усиления (слева).

Ra,3 ДЛЯ каскадов с резистивно-емкостной связью равно /?н1!/?4, а с трансформаторной связью /?и.а=/? +Г1 /?н, где R --пересчитанное к первичной обмотке Тр2 сопротивление нагрузки Таким образом, при резистивно-емкостной связи RBit<Ri и линия

Рис 1-34 Расположение линий нагрузки по постоянному (PQ) и переменному (MJV) токам иа семействе выходных статических характеристик для каскада с трансформаторной связью.

MN идет круче линии PQ (рис 1-33), а при трансформаторной /?н D>ri и линия MN идет положе линии PQ (рис 1-34).

Линия нагрузки по переменному току AW связывает изменения выходного тока h не только с напряжением Ui, но и с напряжением Ui (или током h) входного электрода усилительного прибора Поэтому с помощью нанесенной на семейство выходных статических характеристик линии МЛ можно построить динамическую (т е. е учетом нагрузки) характеристику усиления, как показано на рис. 1-33 слева. Она дает более наглядное представление о нелинейности, но никаких новых сведений по сравнению с линией нагрузки MN на семействе выходных характеристик не несет.

При значительной амплитуде выходного сигнала выбор рабочей начальной точки заключается в поиске такого положения линии MN и точки О на ней, которые позволяют получить заданную амплитуду выходного напряжения прн малых нелинейных искажениях В каскаде на биполярном транзисторе с резистивно-емкостной связью

Р с ! 35 Выбор начальной р?бочей точки биполярною транзистора в каскаде с резнстнвно-емкост-

ной связью

J - отсечка, б - насыщение коллекторного тока при неправильном выборе рабочей точки, в-по лсжениг лхвкй нагрузки по постоянному {PQ) и переменному (AlW) токам, прн котором получается максимальная амплитуда выходного напряжения.

максимальная амплитуда неискаженного выходного сигнала достигается при выборе напряжения L/? несколько ниже 0,5 (£2- Uo) (рис 1-35), а в каскадах с полевым транзистором - несколько выше этого значения

Количественную оценку степени нелинейности усилительного каскада дает коэф-фиииеит нелинейных искажений, который можно рассчитать графоаналитическим методом для данного положения линии нагрузки MN и рабочей точки О по методу пяти ординат (стр. 54). Для того чтобы ие увеличивать общие нелинейные искажения, вносимые усилительным устройством, динамический диапазон малосигнальных каскадов выбирают с достаточным запасом, что позволяет пренебрегать нелинейностью этих каскадов и, как правило, не рассчитывать возникающих в них нелинейных искажений.

Частотные характеристики каскадов с резистивно-емкостиой связью

Достаточно универсальный способ расчета частотных характеристик любого ма-лосигиального усилительного каскада заключается в приведении его схемы к эквивалентному линейному четырехполюснику, как на рис. 1-1, и вычислении нужных параметров, например коэффициента усиления по напряжению А[(/о)), с помощью стандартных формул для нагруженного четырехполюсника Так, представив схему каскада, показанную на рис. 1-30, в виде регулярных соединений простых четырехполюсников и двухполюсников (рис. 1-36),

Рис 1-36 Представление усилительного каскада по схеме на рис 1-30 в виде соединении простых четырехполюсников и двухполюсников.

можно последовательно найти определенные матрицы параметров четырехполюсников А, Б, В и подставить параметры четырехполюсника В, эквивалентного всему каскаду, в ф-лу для КЦю). Однако такой путь часто требует неоправданно громоздких выкладок н приводит к излишне сложным для практических расчетов выражениям.

Задача существенно облегчается, если представить усилительный прибор возможно более простой эквивалентной схемой и независимо анализировать частотные характеристики в областях нижних и верхних

частот. Так, у каскада с биполярным транзистором и резистивно-емкостиой связью коэффициент усиления по напряжению, как правило, не превышает нескольких десяткой и это позволяет пренебречь влиянием внутренней обратной связи на входную проводимость транзистора (элементами gup, Спр эквивалентной схемы на рис 1-16, б), т. к.

Рис 1-37 Эквивалентные схемы каскада с резн-стивио-емкостной связью на биполярном транзисторе полнаи (а) и дли областей средних (б), инжннх (в) и верхних (г) частот.

петлевой коэффициент КНц<1. Для учета формируемой емкостью Спр динамической выходной емкости достаточно ввести емкость Cg(jjj(pHc 1-37, й), присбединенную непосредственно к выходным зажимам к-3 (ф-ла для оценки Сдх дается ниже). Ввиду того что верхняя граничная частота такого каскада значительно ниже /й21Б (точнее, ниже 1/г'Ск), уместно пренебречь элементом гд. Кроме того, активная составляющая проводимости нагрузки транзистора по переменному току значительно превышает активную составляющую

его выходной проводимости (нэ>вых) и

это позволяет пренебречь последней В результате с хорошим приближением транзистор, включенный по схеме с общим эмиттером, в каскаде с резистивно-емкостиой связью удается представить эквивалентной схемой, содержащей лишь 4 элемента: gsx, Свх, Cgbix и генератор SUi или равноценный ему Aaia/i. При этом полная эквивалентная схе.ма каскада, изображенного на

рис. 1-30, примет вид, показанный на рис. 1-37, а

В области средних частот эквивалентную схему приводят к виду, показанному на рнс. 1-37,6. Прн этом основные параметры усилительного каскада выражаются простыми ф-ламн.

1 + R6 8вк

ВЫХО = R ,>

k:o = uju = sRus;

RbxO Ко

RbxO Ь

где

R6 =

Rh.3 =

R1R2 . R1+R2

Ri Ra Ri+Rh

(1-105)

(1-106) (1-107)

(1-108)

(1-109) (1-110)

a параметры транзистора имеют значения: 5 40/э мА/В (/g -постоянный ток эмиттера в миллиамперах); gBx~S/hi,a

В области нижних частот необходимо учесть емкости разделительного Сг н блокирующего цепь смещения Сз конденсаторов (рис. 1-37, е). Конденсатор Ci относят к источнику сигнала (предшествующему жаскаду). Тогда

У .в (/ ) = - --

х.и (/со) = /выхо + -:

/Сн(/(о) = /Со

/соСг /соГа

1 + /соГ, I + jaTA + SRs) O+mO+SRs)

T2 = CARi + RH);

C3R3

1 + S7?3

(1-111)

(1-112)

(1-113)

(1-114) (1-115)

Обычно 5/?з2>1, н тогда некоторые дополнительно упрощаются:

1 gBX

Увх.в (/<*)

/Си(/(о) /Св

вхо 1 +/соГэ 1-f/соГ2 1+/соГз

Тз Сз/S.

(1-111а) (1-113а)

(1-115а)

В nBjmcTU верхних частот эквнвалент-I csBna каскада имеет вид показанной на

рнс. 1-37, г, причем емкости транзистора Свх н Свих имеют значения.

gBX 1

(1-116)

Сх= [l+S ( гЦбЦвх)] Ск <

<(Л21э+1)Ск. (1-117)

й21б' 213 э ~ параметры транзистора (стр. 21). Прн этом

Увх в (/со) = 1 / вхо + /соСвх; (1-118)

вых.в (/ )=!/ ВЫХО +

+/ (Сх + Сн);

Кв(М =

к Ев (М =

1 + /С0Г4

Кео

(1 + /С0Г4) (1 + /соГб)

(1-119) (1-120)

(1-121)

где

П = /?нз ых + С„); (1-122)

--. (1-123)

1/ г+1/ вхО

Обобщенные частотные характеристики каскада с резнстнвно-емкостной связью, рассчитанные по ф-лам (1-113а) и (1-121), приведены на рнс. 1-38. Они справедливы не только для рассмотренной схемы (рнс. 1-30), но н для любого другого усилителя, который в области ннжннх частот эквивалентен одному (т=оо) или двум (ш<оо) дифференцирующим звеньям, а в области верхних частот-одному (р=0) или двум (р>0) интегрирующим звеньям Прн этом одна нз низкочастотных постоянных времени (Т1-Т3 для схемы на рис. 1-30) используется в качестве параметра Гн, нормирующего ось частот на рнс. 1-38 в области нижних частот, а вторая заменяется безразмерным параметром т, равным ее отношению к Гн. Аналогично для определения по рис. 1-38 частотных характеристик в области верхних частот одну из высокочастотных постоянных времени, например Ti для схемы на рнс. 1-30, принимают в качестве нормирующего параметра Гв, а вторую заменяют ее отношением р к значению Гв.

Этн же характеристики описывают частотные свойства каскадов с резистивно-емкостной связью на полевых транзисторах и электронных лампах. Так, пренебрегая активной составляющей входной проводимости полевого транзистора (элементами г и gsx в эквивалентной схеме на рис. 1-17, а), полную эквивалентную схему каскада с полевым транзистором (см рнс. 1-31) получаем в виде, данном на рнс 1-39, а. По упрощенной для области средних частот