на одних частотах отрнцате.пьную обратную связь, d на др>гнх - положительную Соответствующим выбором схемы и ее элементов можно обеспечить практически ве шественные значения коэффициентов К н Ро с в достаточно широкой полосе частот Еатн прн этом обратная связь получается отрицательной, то произведение Kfi<s.c>0 н вместо ф 1 (1 38) - (1-40) получаем-

Y = 1-f/(Рос> 1;

г(н) ~ вх(вых)о.е = (1 (н) + вх(вых) )

Х(1 + Л'Ро с), а для схемы на рис 1-12

5вх.о.с = >вх + >о.с(1-Ю,

т. е. отрицательная обратная связь имеет глубину больше единицы, уменьшает коэффициент усиления по напряжению, увеличивает входной и выходной нммнтансы, соответствующие способу соединения цепи обратной связи с данными зажимами усилителя.

Приближенно считают, что коэффициенты нелинейных Kv н частотных (М -1; Мв-1) искажений, фазовый сдвиг ф, а также уровень фона уменьшаются отрицательной обратной связью в у раз. Примерно во столько же раз улучшается стабильность коэффициента услення и других параметров усилителя прн изменении питающих напряжений нли параметров отдельных элементов схемы, в том числе транзисторов нли ламп В действительности этот выигрыш сохраняется только в условиях, когда соответствующие искажения в самом усилителе невелики, в частности в полосе частот, в которой малы фазовые сдвнгв. Таким образом, отрицательную обратную связь уместно применять длн улучшения качественных показателей усилителей, которые спроектированы достаточно тщательно (стр 77-79).

Устойчивость усилителей с обратной связью

За пределами области средних частот петлевой коэффициент усиления К^о с = = у-1 перестает сохранять вещественное

значение, фаза напряжения обратной связи начинает изменяться и действие обратной связи, направленное на уменьшение искажений н стабилизацию характеристик усилнтеля, пропадает. При достаточно больших фазовых сдвигах в цепях усилетеля или обратной связи на определенных частотах обратная связь становится положительной (у<1) и это может приводить к резкому увеличению искажений сигнала и нестабильности основных параметров усилителя, а в худшем случае - к самовозбуждению усилителя

Из (1-39) следует, что самовозбуждение {Кео с-*-оо) наступает при условии у=0, т. е. /СРос=-1. На практике для предотвращения самовозбуждения выполняют условие

-Л:Роо<1 (1-44)

на частоте, при которой наступает баланс

Фл- + ФЭ=-я. (1-45)

С точки зрения общей формулировки критерия устойчивости Найквиста требуется, чтобы амплитудно-фазовая характеристика коэффициента петлевого усиления (рнс 1-13), построенная для частот от О до оо, не охватывала точку - / на вещественной оси (например, рнс. 1-13, а). Эта формулировка позволяет считать устойчивыми системы с характеристикой типа показанной на рнс. 1-13,6, которая не удовлетворяет условиям (1-44) н (1-45) Подобные системы называют условно устойчивыми, поскольку при уменьшении коэффициента усиления (например, в период прогрева ламп) они теряют устойчивость В усилителях всегда требуют абсолютной устойчивости н потому пользуются критерием (1-44)

Выражение (1-40) прн подстановке в него у=0 (/СРо.с =-1) показывает, что ус-ловвем неустойчввостн можно считать так же взаимную компенсацию реактивных и активных составляющих нммвтансов н Wbi (влв Wh и Wsbix). Поскольку активная составляющая Wr (вли Wh) положительна, признаком опасности неустойчивости является отрицательный знак активной составляющей И?вх (нли вых).

На практике требуется определенный запас устойчввостн, т. е удаленность от условий самовозбуждения, гарантирующая

Рис 1-13 Диаграммы Найквиста для петлевого коэффициента >снления абсолютно устойчивого усилитепя (о) иеустоЛчивого (t5) и условно устойчивого (в); определение запаса устойчивости (г).

отсутствие самовозбуждения прн некоторой нестабильности характеристики уснлнтелн Для этого вводят представление о коэффициенте устойчивости, под которым понимают значение глубины обратной связи на частоте баланса фаз, т. е.

y = vЮ=l-f(Л)Po.c(ф).

(1-46)

где сОф-частота, прн которой выполняется условие (1-45), н о запасе по фазе

Фзап= я -ф(соср), (1-47)

где ф(й)ср) =фн-1-фрос Фзз петлевого коэффициента уснлення на частоте среза соор, при которой выполняется условие баланса амплитуд /СРос = 1 (рнс. 1-13,г).

Обычно требуют fey 0,5-0,8 или Фзап=20-г-6(У, причем для выполнения этих требований в усилителях с глубокой общей обратной связью приходится весьма тщательно рассчитывать все частстнс-зави-снмые его цепн в полосе частот, намного превышающей рабочую (стр. 78, [2]).

Структурные схемы усилителей

В многокаскадных усилителях различают четыре основных типа каскадов (рнс 1-14)- входной /, промежуточные 2, предоконечный 3 н оконечный 4.

Специфика входного н оконечного каскадов обусловливается конкретными характеристиками источника сигнала и нагрузки, с которыми непосредственно связаны эти каскады

В качестве входного каскада может требоваться малсшумящий усилитель, усилитель с необычным - очень больщим или очень малым входным сопротивлением, дифференциальный каскад. Таким образом, выбор схемы н режима входного каскада осуществляется с учетом свойств источника уснлнваемсгс сигнала, В некоторых случаях специфические требования к характеристикам усилителя, связанные с особенностями источника сигнала, не удается удовлетворить соответствующим проектированием одного первого каскада и, например, повышенное входное сопротивление нлн низкий уровень шума должны иметь также второй (реже - третий) каскад, причем он также относится к типу входных.

Аналогично, выбор схемы н режима оконечного каскада завнснт в первую очередь от нагрузки, на которую работает усилитель: необходимого уровня (мощности, напряжения нлн тока) сигнала, характера и величины сопротивления нагрузки, наличия зажима, допускающего соединение с общим ( заземленным ) проводом, и т. д. Из-за большей выходной мощности оконечного каскада, применения в нем двухтактной схемы н некоторых других его особенностей предъявляются особые требования к режиму нлн схеме предшествующего ему пре-доконечного каскада, в качестве которого

часто приходится применять усилители мощности, фазсннвертсры В некоторых случаях, прн особенно большой выходной мощности усилителя, может потребоваться повышенная выходная мощность и третьего (считая от выхода) каскада, причем он также будет относиться к типу предоконечных.

Промежуточными называют каскады, находящиеся между входным н предскс-нечным, на которые не распространяются специфические требования, зависящие от особенностей нстсчннка усиливаемого сигнала и нагрузки усилителя. Этн каскады являются малосигнальнымн усилителями, часто выполняются по однотипной схеме, причем нстсчннксм сигнала для каждого нз ннх служит выходная, а нагрузкой - входная цепи аналогичного каскада. Прн отсутствии особых требований со стороны источника усиливаемого сигнала входной каскад

Рис. 1-14. Обр1ая структурная схема усилителя.

/ - входной каскад; 2 - промежуточный усилитель; 3 - нредокоиечиый каскад; 4 - оконечный каскад.

усилителя может не отличаться от промежуточных Аналогично прн соответствующих условиях могут отсутствовать специальные предсконечные и даже оконечный каскады. Наконец, если общий коэффициент усиления должен быть небольшим, промежуточные каскады могут сказаться ненужными.

Белее подробная струртурная схема усилителя отражает места установки ручных и автоматических регуляторов (усиления, частотной характеристики н др.), наличие н точки присоединения цепей обратной связи, наличие и места включения цепей, придающих особый вид частотной характеристике усилителя, переключателей источников усиливаемых сигналов н нагрузок. На рнс. 1-15 в качестве примера приведена детальная структурная схема усн лнтеля магнитофона.

Определение структурной схемы усилителя составляет первый этап проектирования всякого ус1лительногс устройства, после чего возможен подробный расчет всех каскадов. В то же время правильный выбор структурной схемы, позволяющей получить требуемые характеристики усилителя в целом, опирается на знание типичных характеристик, которыми обладают различного вида усил1тельные каскады, вариантов их схем и режимов, способов связи между собой И достаточного ассортимента схемных рещеннй таких устройств, как регуляторы, частотные корректоры, включая схемы с обратной связью Детализацию н уточнение рациональной структурной схемы часто приходится производить в несколько приемов, перемежающихся с оценочными

Воспроизведение

№

Доп.Гс,

С

Рнс. I-I5. Детальная структурная схема усилнтеля магнитофона.

/, / - входные каскады; 2, 2 - промежуточные; 3 - предоконечный; 4 - двухтактный оконечный каскад; Л, Зв, М - входы для подключения соответственно линии, звукоснимателя и микрофона; ГВ, / 3 -головкн воспроизводящая и записывающая, ЧК1, -цепи частотной коррекции; РУ, РГ--регуляторы уровня и тембра; ОС/, ОС2 -цепи отрицательной обратной связи.

расчетами конкретных схем отдельных кас-кадов усилнтеля. Поэтому изложению вопросов проектирования многокаскадных усилителей предшествует рассмотрение вариантов схем, характеристик и техники расчета одиночных каскадов различного назначения и специальных функциональных устройств.

входным каскадам, нельзя удовлетворить серийно выпускаемыми микросхемами, последние уместно использовать в промежуточных каскадах в сочетании с мощными выходными н специальными входными каскадами, выполняемыми из дискретных компонентов.

1-2. ПРИМЕНЕНИЕ РАЗЛИЧНЫХ ТИПОВ УСИЛИТЕЛЬНЫХ ПРИБОРОВ В УСИЛИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВАХ

Сферы применении электронных ламп транзисторов и микросхем

В настоящее время наиболее распространены усилители на биполярных транзисторах. Лишь прн весьма специальных требованиях бывает оправдано выполнение отдельных каскадов усилителей на электронных лампах, например окойечных каскадов с очень большой отдаваемой мощностью (сотнн ватт и более) или высоким выходным напряжением (около 100 В н выше), входных каскадов с выеоКнм входным сопротивлением (более 10 Ом) и особенно низким уровнем собственного шума Получить высокое входное сопротивление позва1яют также полевые транзисторы с управляющим р- -переходом (до 10°- 10 Ом) и с изолированным затвором (до 10*-10 Ом), причем первые отличаются меньшим уровнем шума.

Перспективную элементную базу усилителей (малоснгнальных и Маломощных) составляют линейные (линейно-импульсные) микросхемы, промышленный выпуск которых непрерывно расширяется. Цримененне микросхем позволяет существенно уменьшить размеры усилнтеля, повысить надежность устройства, упростить технологию изготовления и настройку усилнтеля. Если требования, предъявляемые к выходным и

Представление усилительных приборов эквивалентными схемами и линейными четырехполюсниками

Расчет усиления, частотных и переходных характеристик усилнтеля в общем случае можно производить с помощью системы уравнений узловых напряжений нли контурных токов. Такие уравнения составляются по принципиальной схеме усилнтеля после замены входящих в нее усилительных приборов их эквивалентными схемами. Этот метод достаточно прост и удобен при расчете отдельных каскадов.

Расчет характеристик многокаскадных усилителей на основе полной системы уравнений узловых напряжений нли контурных токов стаисвнтся очень громоздким. Заметное упрощение расчетов достнгаетсн применением методов теории линейных четырехполюсников, причем задача сводится к отысканию параметров четырехполюсника, эквивалентного рассчитываемой схеме по параметрам простейших четырехполюсников, на которые она может быть разбита. В число простейших входят четырехполюсники, эквивалентные усилительным приборам. Прн этом усилительный прибор описывается определенной матрицей, содержащей 4 параметра.

При анализе некоторых сложных схем (с несколькими усилительными приборами в одном каскаде, со сложными цепями обратной связи) классические методы теорнн четырехполюсников могут оказаться чрезмерно громоздкими илн неприемлемыми из-за трудности приведения таких схем к регу-

лярным соединениям простейших четырех^ пслюсннксв. В таких случаях упростить анализ по сравнению с обычными методами узловых напряжений нлн контурных токов удается использованием обобщенного метода узловых напряжений (контурных токов), спирающегося на представление усилительных приборов неопределенной матрицей параметров, которая является

где /д - постоянный ток эмиттера, мА, При соизмеримости верхней граничной частоты усилителя с значением /л21в Д21в/Л 1в величину а считают комплексной:

где сот - предельная частота коэффициента передачи тока в схеме с общим эмиттером. В области низких частот, когда уместно пренебречь емкостными провод нмостя) и, эквивалентная схема упрощается (рнс. 1-16,6).

Структуру расчетных ф-л усилителей с биполярными транзнстсрамн позволяет упростить переход от Т-образных эквивалентных схем к П-сбразнсй для включения транзистора с общим эмиттером (рис. 1-16, в). Параметры этой схемы связаны с элементами Т-сбразной моделирующей схемы следующими соотношениями:

Рнс I-I6. Эквивалентные схемы биполярного транзистора

Т-образные (а - широкополосная, в - низкочастотная) и П-образная (в).

особенной, т. е. с определителем, равным нулю.

Таким образом, для анализа н расчета линейных характеристик апериодических усилителей в зависимости от используемого метода может требоваться представление каждого усилительного прибора с помощью эквивалентной схемы или матрицы параметров эквивалентного линейного четырехполюсника (определенной нлн неопределенной).

Эквивалентные схемы. биполярного транзистора, широко применяемые для расчета апериодических усилителей, показаны на рнс. 1-16. Из двух вариантов определении параметров Т-сбразных схем (рнс. 1-16,0 и б) как моделирующих или как схем замещения чаще отдают предпочтение первому. При этом значения Гб=г^,

к = 226 - и а = / 2,3 /(Й21э + 1) определяются паспортными данными транзистора, а элементу Гэ приписывают теоретическое значение

г =г, 25

В последние годы известное развитие получили также ае рассматриваемые здесь методы анализа электронных цепей с помощью так называемых сигнальных (направленных, или ориентированных) графов н топологических представлений (ненаправленных графов); см., например, С. Мэзои и Г. Цкимермаи, Электронные цепн, сигналы и системы М., Изд-во нностр лит. 1963: подробнее- Дж. А<!рахаис, Дж. Каверли. Анализ электрических цепей методом графов. М, Мир , 1967; В. П. СвгорскнА. Матрицы и графы в электровике. М., Энергия , 1968,

gB.4 = -

( 219+1)Э

Евъа = -!

fnp== -5

э gax

(1-50)

(1-51) (1-52) (1-53)

(1-54)

(1-48) gBx =

а Спр = Ск.

Пример 1. Найтн параметры эквивалентной схемы на рнс. 1-16, в по справочным данным для транзистора типа TTlOftA.

Дано. В рабочей точке 1/к=5 В, /9 = = 1 мА прн температуре 20С имеем Й219=20-т-50; /л21б>1 МГц; С^ЗО пФ; ГбСкбООО пс; г„0,3 МОм.

Решение. Принимая /issfftjieв яв 5000/30 ;170 Ом, в соответствии с ф-ла-мн (1-48)- (1-64) получаем:

СпрОО пФ; г* 25 Ом; S 40 мА/В;

fnp 1/0,3=3,3 мкСм;

(21-.-51) 25

*i~oX

1012

2ii. 106-25

= (1,9-0,78)10-3 См; = (70 - 170) мкСм; = 6400 ПФ;

Сопротивление мало пс сравнению с соп{>отнвлением l/gsx н влияет иа характе-

ристики усилительного каскада лишь на частотах, близких к /, и только при

А 216

Малом сопротивпении источника сигнала, вводимого в цепь базы (порядка fg н ниже). В большинстве случаев верхняя граничная частота апериодических усилителей значительно ниже fig сопротивление источника сигнала заметно превышает величину . Это, кроме особых случаев, позволяет пренебрегать элементом rg в эквивалентной схеме на рис 1-16, е. Также часто в апериодических усилителях несущественна .малая проводимость gnj,

Определенная матрица проводимостей биполярного транзистора легко составляется для схемы включения с общим эмиттером по параметрам П-образной схемы. В пренебрежеинн элементами г' и gnr>

ёвх + h (Свх + Спр) - /СОСпр .5 - /ШСпр §ВЫХ + / Спр„

стить оставшиеся строки и столбцы так, чтобы первая строка н первый столбец соответствовали входному электроду. Например, для включения транзистора с общей базой, вычеркивая строку и столбец б, из (1-55) получаем.

Неопределенная матрица проводимостей образуется из определенной (1-54) путем добавления третьего столбца н третьей строки, каждый элемент которых равен взятой с обратным знаком сумме двух других элементов данной строки или столбца:

н после перестановки строк н столбцов

rS -f gsx + gsux + IJ ОБ= + Свх - 8вьа

5 - вых вых + / Спр (1-56;

Определенная матрица сопротивлений биполярного транзистора для включения с общей базой получается на основании Т-образной эквивалентной схемы (рнс 1-16, а) и с обычным приближением ToCZk имеет внд-

2к 2к J

[2]оБ =

(1-56а)

(1-55)

Здесь буквами б, к, э обозначены узлы, соответствующие базе, коллектору н эмиттеру В области низких частот

где

I+ZwCkZ-k

(1-57)

Неопределенная матрица сопротивлений получается из определенной (1-56а) в форме

(1-55а)

Из неопределенной матрицы проводимостей легко получить определенную для любой схемы включения транзистора. Для этого надо вычеркнуть строку н столбец, соответствующие общему электроду, и разме-

(1-58)

где парами букв эб, бк, кэ обозначены ветви между соответстиующими электродами транзистора.

Из неопределенной матрицы (1-58) можно получить определенные матрицы сопротивлений дли любой схемы включении транзистора. Дли этого надо: 1) вычеркнуть строку и столбец, в обозначениях которых отсутствует индекс общего электрода; 2) изменить знаки иа обратные у всех эле-

а на низких частотах (рис. 1-17,6) Г О О

(1-60а)

Неопределенные матрицы проводимо-стей соответственно имеют вид:

(1-61)

03 =

ментов каждой строки и каждого столбца, обозначения которых начинаются с индекса общего электрода; 3) разместить оставшиеся строки и столбцы в таком порядке, чтобы первая строка и первый столбец соответствовали входной ветви. Так, дли схемы с общим эмиттером вычеркиваются второй столбец и вторая строка, знаки элементов первой строки и первого столбца заменя-к)тси на обратные, порядок следования оставшихси строк и столбцов не изменяется:

, - kZk (1 - а) Zk j

(1-59)

У первого элемента (г,+Гб) сохранился первоначальный знак иследствие его двукратного изменения на обратный, так как этот элемент принадлежал одиовременио столбцу и строке эб.

Эквивалентные схемы полевого транзистора, широко применяемые при расчете апериодических усилителей, показаны иа рис 1-17. Здесь S--крутизна, а элементы Свк, Спр, г, gsx и §вых имитируют распределенную структуру затвора и канала. В области низких частот, когда уместно пренебречь емкостными и входными активными проводимостями, в эквивалентной схеме остаются два элемента (рис. 1-17,6). Для упрощения расчетов часто пренебрегают сопротивлением г, причем схема иа рис. 1-17, а совпадает с П-образной эквивалентной схемой биполярного транзистора (см. рис 1-16, в) при исключении из последней элементов / б и gap.

Определенная матрица проводимостей полевого транзистора при включении с общим истоком в соответствии с рис. 1-17, а имеет вид:

1 + /СйСвх г S

-f /тСпр - /шСпр - /шСпр gBMX + /мСпр

Ос /(

ОС

J9tbnc б)

Рис. 1-17 Эквивалентные схемы полевого транзистора

а - широкополосная: б - низкочастотная.

Рис 1-18 Эквивалентные схемь! электронной лампы.

а - широкополосная; б - низкочастотная.

где

или

1+/(йСвхГ

(1-62)

(1-60)

(1-61а)

причем буквами з, с, и обозначены затвор, сток и исток.

Эквивалентные схемы влектронной лампы приведены на рис 1-18. Здесь S - крутизна аиодио-сеточиой характеристики; Йвых - ныходиаи проводимость, равная rj вях - проводимость участка сетка - катод; Си, Спр, Свьи - входная, проходная н выходная междуэлектродиые емкости. В обычном для большинства каскадов режиме работы без сеточных токов, когда потенциал управляющей сеткн остается отрицательным относительно катода, входная проводимость преиебрежнма по сравнению с шунтирующими ее проводимостямн схемных элементов н считают §вх=0.

Неопределенная матрица проводимостей электронной лампы в соответствии со схемой на рис 1-18, а в пренебрежении проводимостью вх имеет вид:

сывающими: 1) зависимость между током h и напряжением Ui в цепи входного электрода прн нескольких фиксированных

Ц2 Ofl В О а.)

0,2 .Ж^

Рис. 1-19 Входные статические характеристики маломощного германиевого транзистора в схемах.

а - с общей базой; б - с общим эмиттером.

Здесь буквами с, а, к обозначены узлы, соответствующие сетке, аиоду н катоду.

В области низких частот иместо (1-63) имеем:

значениях напряжения f j в цепи выходного электрода (семейство входных статических характеристик, рис. 1 19) и 2) зависимость между током h и напряжением i/j в це-

(1-63а)

Сопоставляя эквивалентные схемы различных усилительных приборов, можно заметить, что достаточно универсальной оказывается П-обраЗная схема типа показанной на рис. 1-18, а, причем неопределеииаи матрица имеет внд (1-55),

Статические характеристики усилительных приваров

Дли расчета мощных усйЛ1ГЙ)1ей, а также для выбора начальной ра=бо%й точки, расчета цепей питания и иелияеййых искажений используются статические характеристики усилительных приборов. В общем случае достаточно располагать двумя семействами статических характеристик, опн-

Рис 1-20. Семейства выходных статических характеристик электронных ламп (а - триода, б - пентода), биполярного транзистора в схеме с общим эмиттером (в) и полевого в схеме с общим истоком (г).

пи выходного электрода при нескольких фиксированных значениях напряжения Ui или тока Ii в цепи входного электрода (семейство выходных статических характеристик, рис. 1-20). Для расчета ламповых каскадов, работающих без сеточных токов, и

-10 о +S в а)

0,2 0,4 В

в

Рис. I-2I. Статические характеристики усиления электронной лампы (а), биполярного трав-зистора в схеме с общим эмиттером (б) и полевого транзистора в схеме с общим встокои (в).

каскадов с полевыми транзисторами, когда можно пренебречь током в цепи входного электрода (/i==0), достаточно иметь только семейстио выходных статических характеристик.

Все расчеты, требующие зиаиия связи .между полными (постонииыми) напряжениями и токами в цепях электродов усилительного прибора, в принципе можно выполнить с помощью упомянутых двух семейств статических характеристик для одного способа включения этого прибора, ие обязательно совпадающего со схемой его включения в рассчитываемом каскаде. Однако расчеты упрощаются и их точность повышается, если используемые семейства соответствуют анализируемой схеме включения усилительного прибора Способы включения по цепям усиливаемого сигнала и по цепям питания (при питании от двух независимых источников) могут ие совпадать, например биполярный транзистор и усилительном каскаде с общим эмиттером можно питать от двух источников, общий полюс которых подключен к базе. В таких случаях расчеты, связанные с сигнальными цепями и цепями питания, бывает удобно производить с помощью статических характеристик усилительного прибора для разных схем его включения.

Длн анализа температурных свойств транзисторных каскадов может потребоваться использование статических характеристик при различных значениях температуры транзистора.

Наряду с иходными и выходными ста-пческими характеристиками часто применяются статические характеристики усиле-ття (передаточные характеристики), отражающие зависимость тока Iz в цепи вы-жоюого электрода от напряжения Ui (то-к* Л) В цепи входного электрода (рис. 1-W). Такие характеристики можно полу-чя1ь пюфнческим методом из семейства вы-характеристик (ср. рис. 1-21, а и в няо с рис. 1-20, а и г) или по выходных и входных статиче-яараятеристик (ср. рис. 1-21,6 с рис.

Шумовые параметры усилительных приборов

Для полного опнсаннн шумовых свойсти усилительного прибора как линейного шумящего четырехполюсника требуются четыре вещественных параметра. Удобную для практических расчетов систему

Рис 1-23. Общее представление усилительвого прибора в виде эквивалентного шумящего четы-рехполюсиика.

таких параметров образуют приведенные ко иходиой цепн шумовой ток /ш, иекоррелн-роваиная составляющая шумовой э. д. с. еш и комплексное сопротивление корреляции Zkop, определяющее коррелированную с током /ш составляющую шумовой э. д. с. При этом усилительный прибор представляется бесшумным эквивалентным четырехполюсником [Y]*, во входную цепь которого введены три шумовых генератора (рис. 1-22); входная проводимость /вх, и общем случае зависящая от проводимости нагрузки У

выиесеиа за пределы четырехполюсника [У]*. Если нарнду с матрицей проводимости [У] усилительного прибора известны параметры/д^,еш н Zkop. то можно рассчитать создаваемое этим прибором напряжение шума в цепи нагрузки прн пронзиоль-иых значеда! внутреннего сопротивления источника свдиала и нагрузочного сопротивления, вычислить коэффициент шума F усилителя и определить условия согласования входной цепи, при которых достигается минимальное значение F. Однако В спрвноч-аых данных ао усндвтедьаыи арвбцквм.

как правило, отсутствуют сведения о полной системе шумовых параметров и упомянутые расчеты удается производить на основе либо экспериментального определения параметров / либо приближен-

ной теоретической оценки их значений для конкретного класса усилительных приборов (см , например, [8]).

Наиболее доступными для расчета шумовых свойств усилителей параметрами усилительных приборов являются шумовое сопротивление э электронных ламп, коэффициент шума F биполярных транзисторов и приведенное ко входу напряжение шума t/шэ полевых транзисторов. Эти параметры чаще всего указываются в справочных данных и характеризуют общий эффект всех видов электрических флуктуации в усилительном приборе при оговоренных условиях, т. е в определенной схеме включения и при заданных рабочей точке, полосе частот и сопротивлении источника сигнала. Эти условия обычно выбираются близкими к типовым для низкошумящих каскадов. Следует иметь в виду, что у всех классов усилительных приборов существует низкочастотная составляющая шума, мощность которой примерно обратно пропорциональна частоте, так что величины Rm.a, F и t/шэ в расчете на одинаковую полосу частот монотонно возрастают с понижением частоты ниже некоторой критической /н ш Значения fa т могут находиться в пределах от 100 Гц (для иаиболее низкошумящих биполярных транзисторов и полевых с управляющим р-п переходом) до сотен килогерц (для сильно шумящих биполярных транзисторов и полевых с изолированным затвором).

Цепи пнтання биполярных транзисторов

Цепи питания служат для задания выбранной начальной (в отсутствие усиливаемого сигнала) рабочей точки (точки покоя) усилительного прибора. Выбор Начальной рабочей точки производится с учетом требуемого динамического диапазона усилительного каскада и благоприятных значений параметров усилительного прибора в данном типе каскада

Начальную рабочую точку биполярного транзистора удобно определить напряжением на коллекторе fj g (или практически

равного ему t/jg) и тока коллектора /j (или очень близкого к нему тока эмиттера /д) Однако разброс статических характеристик различных экземпляров транзистора одного и того же типа, а также сильная их температурная зависимость могут вызывать значительные отклонения фактической рабочей точки от желаемой Поэтому выбор и расчет цепей питания биполярных транзисторов требуют внимания к вопросам воспроизводимости и стабильности рабочей точки при изменениях параметров транзистора.

Качественными показателями различных схем питания биполярных транзисто-

ров служат коэффициенты чувствительности тока коллектора /j к изменениям коэффициента передачи тока Ajis. обратного тока /jBO и падения напряжения на эмит-терном р-п переходе Uд^:

(1-65)

Первый из них (1-65) характеризует воспроизводимость заданной рабочей точки

.J-Jk fix

Рис 1-23 Простейшие схемы питания биполярного транзистора

При разбросе значений/ijib, второй (1-66) и третий (1-67) используются для определения температурной стабильности рабочей точки-

к дТ

(1-68)

где в качестве оценочных значений для производных обычно принимают:

КБО

~о,07/,Бо С-1;

эб

ж-2,5 мБ-°С-1.

(1-69)

В мощных усилительных каскадах бывают существенны оба слагаемых в правой части (1-68); в малосигнальных с кремниевыми транзисторами преобладает второй член, а с германиевыми при температурах выше 0°С - первый.

Две простейшие схемы подачи питания показаны на рнс. 1-23. В схеме с двумя источниками питания (рис. 1-23, а) обы'1но £я>/эБ И транзистор работает с фиксированным значением тока эмиттера

(1-70)

Выбирая рабочую точку при 1>1к.вО можно также обеспечить высокую стабильность напряжения

(1-71)

Соотношение (1-71) накладывает ограничения на выбор величии £к и /?к при заданной рабочей точке (Iq, кб)

Для этой схемы при Дв = 0

Л! Б

= 1;

(1-72)

(1-73)

причем значение S

КБО

получаетси мини-

мально возможным (для схем без специальных элементов термокомпеисации - термо-резнсторов, полупроводниковых диодов и т. п.).

В простейшей схеме с одним ком питания (рис 1-23,6), как £ >1/эБ и транзистор работает рованным значением тока базы

е.. - и.

источии-правило, с фикси-

/б = -

(1-74)

Поскольку при этом ток коллектора существенно зависит от параметров транзистора, для получения заданного в рабочей точке тока надо предварительно найти необходимый ток базы из уравнения

= адБ+(21Э+1) W (1-75)

гд Й21Э - статический коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ. Значительные допуски иа параметры й^э и /jj-gg , а также

сильная температурная зависимость /бо зэтрудияют определение сопротивления резистора Ri расчетным путем и часто требуют его экспериментального подбора при настройке схемы с конкретным экземпляром транзистора

Для дайной схемы

к (l+w

с'КБО

Й2,э; (1-77)

к (1+Й21б)6 йб

причем значение S; получается наихудшим, максимально возможным Первые два коэффициента чувствительности (1-76) и (.1-77) примерно в /1213 Р^з больше, чем

у схемы на рис. 1-23, а, а последний (1-78) сохраняет прежний порядок (при Е -Ев).

Уменьшение значений S; и Sj ,

даваемое схемой с двумя источниками (рис. 1-23, а), по сравнению со схемой с одним источником питания (рис. 1-23,6), покупается ухудшением экономичности питания, т. к. энергия источника Еэ практически полиостью расходуется в резисторе Такой же ценой можно улучшить значения

S, и 5,КБ0 остаются пропор-

циоиальиыми друг другу) и в схемах с одним источником питания Ек, если ввести отрицательную обратную связь по постоян-

Рис 1-24 Схемы стабилизации рабочей точки с обратной связью при питании транзистора от одного неточиика

Рис 1 25 Общая схема питания транзистора.

ному току (рис. 1-24) В любых схемах значение Sj° умеи.щается прп увеличении сопротивления Ra в цепи эмиттера и возрастает при увеличении сопротивления Ri в цепи базы- Так, для всех схем на рис. 1-23 и 1-24

5 КБО

А21Б

1 + Rs/R6 где для сХёмы на рис. 1-24, в

Ri R2

Ri + Ri

(1-79)

(1-80)

Наиболее общая схема питания, частными случаями которой являются схемы на рис. 1-23 и 1-24, содержащая омбириро-ваниую обратную связь по току и напря-